Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Системы и сети мобильной связи. Учебное пособие
.pdf
При таком принципе действия большое значение имеют свойства
сигналов, используемых в качестве
такие свойства, при которых поступление
даваемой при помощи
чужих адресных сигналов, приводило к нуле-
вому выходному эффекту приемного устройства
обеспечении
емой с использованием
нормальной чувствительности к информации, передава-
l-го адресного сигнала. Такие или близкие к
адресов. Идеальными были бы
чужой информации, пере-
l-го абонента при
ним качества систем связи достигаются в системах, работающих в
синхронных режимах, если адресные сигналы составляют ортогональный ансамбль.
В настоящее время наряду с синхронными системами связи широкое применение находят асинхронно-адресные системы связи (ААСС),
в которых синхронизация отсутствует. В этих системах любой
направляет свое сообщение другому абоненту в
времени
, используя для этого определенный (индивидуальный) сигнал-
переносчик информации, играющий роль
ния
. Техническим признаком, объединяющим абонентов в общую си-
произвольный момент
адреса получателя сообще-
абонент
стему, служит, во-первых, использование общей несущей частоты и,
во-вторых, использование общей базисной системы адресных сигналов, применяемых для разделения абонентов.
Общей чертой систем связи, конфигурация которых представлена
на рис. 1.1, является практически автономный набор аппаратуры приема и передачи у каждого абонента.
Вместе с тем всех абонентов объединяют указанные общие признаки. Технически каждый абонент
представляет собой
стемы связи с такой конфигурацией получили название
систем. Подчеркнем отличие таких систем связи от классиче-
онных
почти независимую станцию связи. Поэтому си-
многостанци-
ских многоканальных систем, чьей определяющей особенностью является наличие общего (единственного) передатчика для всех источников сообщений и общего приемника для всех получателей. Применение принципа
многоканальной передачи информации возможно и
оправдано тогда, когда имеется значительное количество абонентов с
фиксированным местоположением в двух разнесенных пунктах. В отличие от этого
многостанционный принцип используется для обеспе-
чения связи между абонентами, которые произвольно распределены в
пространстве, что не позволяет их сгруппировать для привязки к общей приемно-передающей аппаратуре. Более того, многостанционный
доступ является эффективным средством, позволяющим решить проблему обеспечения связью
подвижных объектов.
11
Как уже было сказано, в ААСС каждый абонент имеет свободный
s
j
f
f
f
j
j
f
доступ
му ААСС относят к
в общий канал связи в произвольный момент времени. Поэто-
системам связи со свободным доступом. Свобод-
ный доступ является большим достоинством таких систем связи. Вместе с тем совокупность сигналов других абонентов, осуществляющих
работу в то же самое время, представляет собой помеху
там. Такая помеха называется
взаимной. Реальная работоспособность
двум абонен-
ААСС определяется свойствами используемого ансамбля адресных
сигналов, которые должны обеспечивать приемлемый уровень взаимной помехи при работе значительного числа или даже всех абонентов,
входящих в эту систему.
1.1.2. Фазоманипулированные сигналы в системах связи
Очень часто в ААСС применяются фазоманипулированные (ФМ)
сигналы, в которых для модуляции фазы используются различные коды. Основное применение в настоящее время находят двоичные (бинарные) коды, в которых используются символы 1 и 0. Представим
полезный сигнал, предназначенный для
связи, в виде
где
() ()
st Ste
ll
плексной форме;
tSt tft st
ll l l
[()]
tft
0
l
()
t
– кодовая комбинация, являющаяся адресным
l
0
– радиосигнал, представленный в ком-
() ()cos{ () } Re ()
сигналом l-го получателя сообщения;
стотного колебания, задаваемая генератором несущего колебания (см.
()
рис. 1.1);
комбинация
St
– сообщение, адресованное l-му получателю. Кодовая
l
()
t
принимает значения 1 и 0, что приводит, как видно
l
из выражения (1.1), к значениям начальной фазы, равным
Изменения начальной фазы происходят всякий раз, когда изменяется
значение ()
t . Выполнив простое преобразование (1.1), приведем его
l
к следующему виду:
где
что и ()
()
at e
– по существу та же кодовая последовательность,
l
t , однако ее значениями являются 1 (при () 0
l
()
ft
l
() () ()Re{ }
st Stat e
, (1.2)
lll
l-го абонента в общем канале
, (1.1)
– несущая частота высокоча-
0
или 0.
t
0
ft) и –1 (при
l
12
() 1
ft
l
). Из уравнения (1.2) видно, что ФМ-сигнал может быть сфор-
мирован при помощи балансного модулятора, в котором выполняется
перемножение высокочастотной несущей и кодовой последовательности со значениями 1 и –1. Пример ФМ-сигнала для трехэлементной
кодовой последовательности () (1, 1, 1)
at
l
показан на рис. 1.2.
Рис. 1.2. Фазоманипулированный сигнал
На рис. 1.3 представлен процесс формирования комплексной амплитуды ФМ-сигнала
Ste Stat
lll
считается, что передаваемое сообщение
при модуляции. Здесь
()
St
также имеет характер
l
()
jf t
l
() () ()
бинарного кода со значениями 1 и –1. В результате модуляция приводит к инверсии адресной кодовой комбинации
сообщения
() 1.
St
l
()
at при значениях
l
Кроме сигналов (1.1) и (1.2) в общем канале в каждый момент времени присутствует I сигналов других источников, которые можно
представить в виде
Здесь
I
()Re ()()
nt S t a t e
iiii
i
0
, i – временной и фазовый сдвиг сигнала i-го абонента, опре-
i
jt
()
0
i
. (1.3)
деляемые его удалением относительно получателя сообщения. Для l-го
13
получателя информации выражение (1.3) представляет собой взаим-
j
ную помеху. Приемник l-го получателя сообщения выполняет корреляционную обработку поступающих сигналов, при которой в качестве
опорного используется сигнал, отличающийся от (1.2) отсутствием
модуляции сообщением ()
st at t ate
St, т. е. имеет вид
l
t
() ()cos Re ()
. (1.4)
ll l
0
0
Предполагается, что в приемном устройстве получателя сообщения
при помощи устройства фазовой синхронизации производится восстановление начальной фазы высокочастотного колебания, благодаря чему достигается синфазность полезного сигнала и опорного колебания
коррелятора. При этом фазы опорного сигнала и компонентов помехи (1.3) не совпадают. Примем, однако, далее для упрощения фазовые
сдвиги
равными нулю. Очевидно, что это приведет к завышенным
i
оценкам влияния взаимных помех на ААСС, качество которых в действительности будет более высоким.
Рис. 1.3. Процесс формирования комплексной огибающей
ФМ-сигнала
14
Суммарный сигнал на входе l-го получателя сообщения имеет вид
j
f
i
I
0
t
0
. (1.5)
() Re () Re () () ( ) ( )
st st Stat St at e
l l ll iiii
В корреляционном приемнике перемножаются сигналы (1.4) и (1.5)
с последующим интегрированием на промежутке времени
()
длительности адресного сигнала
at. Нетрудно видеть, что выходной
l
T , равном
эффект приемника при приеме k-го информационного символа
SSkT определяется выражением
()
lk l f
kT kT
ff
zststdtSatdt
lk l l lk l
kT kT
(1) (1)
I
i
() () ()
ff
kT
0
kT
(1)
f
()()()
St a t atdt
iii il
f
2
. (1.6)
Первый из двух интегралов в выражении (1.6) пропорционален
энергии сигнала, которую далее примем равной единице. Второе слагаемое описывает воздействие взаимной помехи, для которой характерно отсутствие синхронизации, поэтому каждый из I источников
этой помехи имеет индивидуальный временной сдвиг
относительно
i
опорного сигнала. На эту величину сдвинуты как адресные сигналы,
так и соответствующие информационные сигналы. Отсюда следует,
что в образовании выходного эффекта от воздействия i-й помехи
участвуют два соседних значения сообщения i-го канала ()
образом, функция ()
St на интервале интегрирования претерпевает,
i
St. Таким
i
возможно, однократное изменение своего значения, если указанные
соседние значения не совпадают друг с другом. Вместе с тем адресные
функции
at
i
и
()
at
являются быстроизменяющимися. Именно это
l
()
определяет основные свойства отклика приемника на воздействие вза-
()
имной помехи, поэтому, полагая далее для простоты значения
St
i
15
одинаковыми, представим отклик приемного устройства (1.6) в следу-
B
ющем виде:
kT
II
zS S at atdtS SB
lk lk i i i l lk i il i
ii
00
f
kT
(1)
()() ()
f
, (1.7)
где
kT
f
() ( )()
il i i i l
(1)
at atdt
kT
f
(1.8)
– значение взаимной корреляционной функции l-го и i-го адресных
сигналов, нормированное к энергии полезного сигнала в силу принятого предположения о равенстве единице отклика приемника на собственный адресный сигнал.
Таким образом, согласно выражению (1.7) интенсивность взаимной
помехи при приеме в системе связи со свободным доступом к каналу
определяется свойствами
функций взаимной корреляции всех пар адресных сигналов, используемых в ААСС. Для обеспечения высокого
качества связи требуется, чтобы значения этих взаимно корреляционных функций (ВКФ) при любых временных сдвигах были как можно
меньшими. При условии достаточной малости отдельных слагаемых,
входящих в сумму в правой части уравнения (1.7), даже при значительном
числе I этих слагаемых общий уровень взаимной помехи может быть относительно невелик, что и обеспечивает работоспособность ААСС. Первостепенное значение при этом играют свойства кодовых последовательностей, применяемых в качестве адресных сигналов. В настоящей работе в роли кодовых последовательной изучаются
так называемые последовательности максимальной длины или М-последовательности
и коды Голда.
1.1.3. М-последовательности и коды Голда
1.1.3.1. Принципы формирования М-последовательностей. Для
формирования ФМ-сигналов часто прибегают к использованию рекуррентных кодов, одной из разновидностей которых являются последо-
вательности максимальной длины, получившие название М-последовательностей. Общий принцип рекуррентности заключатся, как из-
16
вестно, в том, что при вычислении любого элемента последовательно-
f
f
f
f
f
f
f
сти используется определенное количество ее же ранее сформированных элементов. Пусть
fi
i
– рекуррентная кодовая последо-
, 1, 2, ...
вательность, элементы которой принимают значения 1 или 0. Тогда
рекуррентное соотношение, описывающее способ получения этой последовательности, имеет вид
bf b f b f
ii i nin
, (1.9)
11 2 2
...
где суммирование выполняется по модулю 2.
Согласно выражению (1.9) текущий i-й элемент последовательно-
сти
вычисляется путем линейного преобразования n ранее сформи-
i
рованных элементов этой же последовательности. При этом используется n коэффициентов
или 1. Если коэффициент 1
довательности
мента
b , элемент
k
(т. е. входит в сумму правой части (1.9)); в случае же, если
i
0
ik
Другими словами, конкретный набор коэффициентов ,
устанавливает, какие именно из
тельности , 1, 2,..., ,
kn
ik
b , значениями которых являются также 0
k
b
, то соответствующий элемент после-
k
принимает участие в формировании текущего эле-
в правой части (1.9) фактически отсутствует.
ik
b 1, 2,..., ,k n
k
n предыдущих элементов последова-
принимают участие в формировании
текущего элемента. Параметр n, имеющий смысл глубины рекурсии,
называется порядком рекуррентного соотношения (1.9). Это соотно-
шение полностью определяется набором своих коэффициентов
b , по-
k
этому для обозначения последовательности обычно просто приводят
этот набор. Иногда в него включается значение
ся наличие в левой части (1.9) текущего значения
1b
, чем учитывает-
0
формируемой по-
i
следовательности. В рабочей программе экспериментального исследования коэффициент
b не указывается, так как в работе генераторов он
0
не участвует. Это необходимо иметь в виду при выполнении задания.
Соотношение (1.9) легко реализуется при помощи элементов цифровой техники – двоичных регистров сдвига, умножителей и сумматоров по модулю 2, что используется для построения генераторов рекуррентных последовательностей. Примеры таких генераторов для случая
показаны на рис. 1.4–1.6. Их отличие друг от друга состоит в ис-
3n
пользовании различных комбинаций коэффициентов
, , bbb, опре-
123
17
деляющих конкретную конфигурацию обратных связей в структурной
f
f
f
f
f
f
f
f
f
f
схеме устройства.
I
1i
2i
3i
i
0
1
2
3
4
0 1 1
0 0 1
1 0 0
1 1 0
0 1 1
Рис. 1.4. Формирование рекуррентной бинарной последовательности
ff f
123ii i i
I
0
1
2
3
4
1i
0 1 1
1 0 1
0 1 0
0 0 1
1 0 0
2i
3i
0
1
1
0
0
i
1
0
0
1
1
5
6
7
1 1 0
1 1 1
0 1 1
1
0
1
Рис. 1.5. Формирование рекуррентной бинарной последовательности
ff
13ii i
18
I
f
f
f
f
f
f
f
f
f
1i
2i
3i
i
0
1
2
3
4
5
6
7
Рис. 1.6. Формирование рекуррентной бинарной последовательности
ff
23ii i
0 1 1
0 0 1
1 0 0
0 1 0
1 0 1
1 1 0
1 1 1
0 1 1
0
1
0
1
1
1
0
0
Схема генератора содержит двоичный регистр сдвига с числом
разрядов, равным порядку n рекуррентного уравнения (1.9), и цепи обратной связи, выполненные с применением сумматоров по модулю 2.
В образовании обратной связи участвуют те разряды регистра, кото-
b
рым соответствуют значения коэффициентов 1
. Управление рабо-
i
той устройства осуществляется периодической последовательностью
тактовых импульсов, поступающей по отдельному входу на все разряды регистра. В табл. 1.4–1.6, приведенных в правых частях рисунков,
, ,
представлен процесс работы устройств в виде значений
,
f
23
ii
, которые принимают разряды регистра и текущий формиру-
f
1
ii
емый элемент последовательности при поступлении очередного i-го
тактового импульса.
В режиме ожидания тактового импульса разряды регистра хранят
, ,...,
n ранее сформированных значений последовательности
. При их суммировании в цепях обратной связи в соответствии с
in
ff
12
ii
уравнением (1.9) на выходе схемы образуется текущее значение последовательности
. Это значение поступает на вход регистра для про-
i
должения его работы в дальнейшем, а также в соответствии с (1.1) – на
фазовый модулятор высокочастотного сигнала. Перезапись состояний
регистра происходит в момент поступления тактового импульса. При
этом каждый разряд приобретает то состояние (0 или 1), которое имел
19
находящийся слева от него соседний разряд на этапе ожидания. Иными
f
f
f
f
словами, происходит сдвиг слева направо на один разряд всей хранимой последовательности. Двоичное число, хранившееся в крайнем
правом разряде, пропадает, а крайний слева разряд принимает состоя-
ние, равное
.
i
Поскольку схема генератора рекуррентной последовательности содержит n-разрядный двоичный регистр, то общее число состояний, в
котором эта схема может находиться, равно
когда значения всех разрядов
, ,...,
ff
12
ii in
n
2
. При этом состояние,
равны нулю, является
запрещенным, так как в этом случае согласно (1.9) нулю равняются все
элементы генерируемой последовательности, что означает ее вырождение. С учетом этого максимальное число допустимых состояний
n
равно 21
. В процессе работы генератора регистр, а вместе с ним и
генератор в целом неизбежно вернутся в исходное состояние в силу
ограниченности числа состояний. В дальнейшем работа устройства
периодически повторяется, следовательно, периодической является и
генерируемая кодовая последовательность
.
i
Важным является вопрос о величине периода. Представленные на
рис. 1.4–1.6 примеры показывают, что при одинаковом числе разрядов
величина периода зависит от конкретной конфигурации обратных свя-
зей, определяемой составом коэффициентов
b
, отличных от нуля.
i
Исходное состояние регистра во всех примерах принято равным
0, 1, 1
fff
. В схеме, изображенной на рис. 1.4, повто-
123
iii
рение исходного состояния регистра наступает уже при числе тактовых импульсов i = 4, в то время как в двух других схемах период повторения равен 7, что при числе разрядов n = 3 является максимальной
величиной. Таким образом, генераторы, изображенные на рис. 1.5 и 1.6,
являются формирователями М-последовательностей, а
генератор,
изображенный на рис. 1.4, формирует последовательность меньшей
длины, которая поэтому не является М-последовательностью. Сравни-
вая между собой последовательности
, представленные на рис. 1.5 и
i
1.6, легко видеть, что они являются различными. Отсюда следует, что
при заданном числе разрядов n существует несколько конфигураций
обратных связей (несколько составов коэффициентов
b ), соответ-
i
ствующих различным М-последовательностям.
Отмеченные особенности рекуррентных последовательностей
очень важны для систем связи. Стремление к максимальной длине
20
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]