Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Пермский национальный исследовательский политехнический университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги / Справочник по микроэлектронной импульсной технике

..pdf

Скачиваний:

Добавлен:

12.11.2023

Размер:

20.21 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 3334 / 3634 35 36 > Следующая >>>

Значение весовых коэффициентов в рассматриваемой схеме, как и для конструкции с разрезными электродами, лежат в пределах —1 < < 1. Требования к точности вы держивания весовых коэффициентов также аналогичны. Существенная особенность фильтра со сложением напряжений состоит в менее жестких требованиях к качеству операционных усилителей в выходном каскаде.

Фильтр со сложением напряжений, выполненный на транзисторах типа КТ315 (рис. 13.21), работоспособен в диапазоне частот управляющих сигналов до 10 МГц. При этом полоса рабочих частот составляет 5 МГц. Амплитуда выходного сигнала при уровне нелинейных искажений менее 2 % достигает 1,5 В, а динамический диапазон обрабаты ваемых сигналов — до 50 дБ.

Из сравнения SC-фильтров и нерекурсивных фильтров на основе схем с переносом варядов следует, что нерекурсивные фильтры требуют большей точности выдерживания соотношения емкостей, чем SC-фильтры. В то же время, на основе нерекурсивных фильтров можно легко реализовать широкий класс импульсных характеристик. Так, в анализаторах спектра применяются [26] фильтры с импульсными характеристиками, весовые коэффициенты которых описываются выражениями

(13.20)

где 1 < т < М.

Реализация подобных весовых коэффициентов SC-фильтрами, построенными по аналогии с /?С-фильтрами, встречает серьезные трудности. Нерекурсивные фильтры при меняются в декодирующих схемах широкополосных систем связи. В таких схемах ве совые коэффициенты фильтров согласуются с кодами широкополосных сигналов [261. Недостатком нерекурсивных фильтров на основе устройств с однонаправленным перено сом заряда является значительная фазовая задержка обрабатываемых сигналов, суще

ственно превышающая задержку	SC-фильтрами.
7. ГРЕБЕНЧАТЫЕ ФИЛЬТРЫ
Структуры с зарядовой связью применяются для накопления радиолокационных
сигналов или сигналов других	датчиков. Электрические фильтры, выполняющие эту

задачу, имеют гребенчатую характеристику. Существует два способа построения гребен


чатых фильтров: на основе рассматриваемых ниже гребенчатых двухполюсников			и пу
тем поочередной коммутации нескольких негребенчатых фильтров.			ПЗС
Гребенчатые двухполюсники выполняют следующим образом. Если выход
или	«пожарной» цепочки соединить со входом,	то возникнет кольцевая структура
(рис.	13.22, а). Подсоединив внешние зажимы	к любой из емкостей такой структуры,

Рис. 13.22

получим двухполюсник с однонаправленным переносом зарядов. Несмотря на то, что полученный двухполюсник содержит большое число управляемых генераторов, он эк вивалентен пассивной SC-цепи (рис. 13.22, б), в которой цикл коммутации ключей боль ше периода выборок входного сигнала. Для указания последовательности коммутации ключей по периодам выборки на схемах используются верхние индексы у обозначения ключа.

Таким образом, существует два теоретически равнозначных пути реализации двух полюсников с однонаправленным переносом зарядов: построение цепи на основе устройст ва с физическим переносом зарядов и построение цепи на основе SC-двухполюсников, в которых цикл коммутации ключей превышает период выборок сигнала. Часто удобно

331

анализировать свойства двухполюсников второго типа, а результаты анализа переносить

иа двухполюсники первого типа.

Для отыскания сопротивления двухполюсников с однонаправленным переносом удоб но воспользоваться следующим правилом.

Сопротивление Z (z) SC-двухполюсника, образованного т параллельно соединен ными одинаковыми SC-двухполюсниками, входные ключи которых коммутируют после

довательно (рис. 13.23, а), связано о сопротивлением Z* (г) образующих двухполюсни

ков зависимостью Z(z) = Z1 (zm). Если полученную зависимость рассмотреть в пло скости р

Z (е~рТ) = Zf (e~mpT),

то образование двухполюсника данной структуры соответствует сжатию масштаба функ

ции Zx (е~рТ) в m раз. На оси /(о функция Z* (ё~рТ) периодическая, однако рабочий

К1ч Г >

> •

t *

( *

диапазон частот SC-цепей соответству ет первой половине периода. Для функ

ции Z (ё~рт) в рабочий диапазон частот на оси /© входит гп полупериодов функ

i1—/77*4»	\| г ' 6	i 1		!
			i	1_____ 1
г il	i		1ii	i 1
l\	i	/	i	i	_____h
l\	t	/	l\		_____h
\	»	/	V U

ции Zx (е~~;<*т) со		сжатым	масштабом,
т. е. характеристика становится гре
бенчатой. Таким		образом,	если		для		Рис.	13.23
рассмотренных в гл. 12 SC-двухполюс							существовать лишь при		о = 0 и <о=*
ников	полюсы сопротивления			на	оси /со могли
= п/Т	(на границах диапазона			рабочих частот), то для анализируемых SC-двухполюс
ников	полюсы сопротивления могут существовать на оси /<о внутри рабочего диапазо
на частот.
Простейшим SC-двухполюсником рассматриваемой структуры является набор из m
последовательно		коммутируемых			емкостных элементов. Сопротивление				образующего
двухполюсника
		Zj (г) =	(Т/С) (гЦг -			1)] =	(Т/С) [1/(1 -	г " 1)],
а сопротивление		гребенчатого двухполюсника
			1(г) = (Т/С) [1/(1 - г ~ т)\.
В плоскости		р последнее выражение				принимает вид

Z (р) = [77(2С)] [epm772/sh (ртТ/2)].

	Модуль сопротивления двухполюсника на оси /со (рис.						13. 23, б) определяется за
висимостью		^
		\| Z (усо) \| =		(Г/2С) (1/1 sin		(0/727/21).
где	В рабочем диапазоне на оси /со существуют полюсы на						частотах	со =	2nk/(mT).
где	k = 0, ± 1 , ± 2 ,	... ± / (ш /2 — 1)— для			четного m		и k = 0,	dh 1,	± 2 , ... -^
dz (m — 1)/2 — для ’нечетного			пг. При наличии таких полюсов возможно построение
пассивных высоксд бротных SC-фильтров.
на	Другой вариант гребенчатого двухполюсника рассматриваемой структуры показан
на	рис. 13.24, а. Сопротивление		образующего двухполюсника
		Zx (г) =		(Т/О [l/d	+	2~ ')].
Сопротивление гребенчатого SC-двухполюсника
		Z (г) =		(Т/С) [1/(1 +		г _ m)li

332

что в плоскости р соответствует

Zp = [Г/(2С)] [epmT/2/ch (ртТ/2)].

Рассматриваемый двухполюсник имеет полюсы на оси /со в рабочем диапазоне		на
частотах со = nkl(mT),	где k = ± 1 , ± 3 , ± 5 ,... d t (m — 1 ) — для четного m и	k =
= d f c l, d b 3 , ± 5 , ... ± m	— для нечетного m.
Модуль сопротивления двухполюсника на оси /со_(рис. 13.24, г) описывается выра
жением
	I ~Z (/со) I\| —= V1(Т/2С) V1/(1/\|1 cos (йтТ/2 \|>.

				1
" №	” К с * ~ Y Т ? Тс
				J	5'
				6
т£с	frit			Для		нормальной	работы рассматри
ц			W	ваемого SC-двухполюсника необходимо,
		/у		чтобы концы каждого емкостного элемента
				поменялись местами один раз за цикл ком
1 1	VI			мутации ключей. При этом момент смены
11 чУ			у	роли	не играет. Это		позволяет		вместо m
J S	\ .	7 "Z \		комбинаций из четырех ключей, осущест
		Ч		вляющих смену местами выводов элемен
	Я/4	Я/2		тов,	применить одну		такую	комбинацию
			шГ	на входе двухполюсника (рис. 13.24, б).
		8		Последнее существенно уменьшает число
	Рис. 13.24			элементов		двухполюсника,		и	позволяет
				реализовать двухполюсник на основе кас
				кадов с переносом зарядов (рис. 13.24, в).
В рассмотренном гребенчатом двухполюснике					образующие двухполюсники комму

тируются неодновременно и работают независимо. Противоположной по конфигурации является цепь (рис. 13.25), в которой образующие двухполюсники соединены после довательно в кольцо и составляют общий контур прохождения заряда. В зависимости от подключения внешней цепи к кольцу изменя

ется импульсная характеристика гребенчато
го двухполюсника.			двухполюс
Импульсная характеристика
ника, образованного соединением в кольцо
четного числа	m двухполюсников с импульс
ными характеристиками Л, (пТ) при последо
вательном подключении ко внешней цепи диа
метрально противоположных точек кольца,
h (пТ) = ht (пТ) lm (п),
пг/2—1
где lm (п) =	(т /4 — 0	[— 1 ([2л/т] — /)]C2rt/w1 — периодическая функция, опреде-
	(= 0			выражением
ляемая на первом периоде 0 < п ^ т
	1т (п) =		(т/4) — л		при 0 < л < т/2 ;
	1т (п) =		л — 3т/4		при т /2 < п ^ т ,
[2л/т] — целая часть числа		2л /т .				двухполюсники являются емкостными!
В простейшем случае, когда			образующие
то hi (пТ) =	1 (пТ), импульсная характеристика					гребенчатого двухполюсника
		m/2—-1
	h [пТ) = 1 (пТ)		£	(т/4 — 0		[— 1 ([2я/т] — 01[2п/т •
			(= 0

s Выполнив Z-преобразование над последним равенством, получим выражение для сопротивления кольца, состоящего^ из m емкостных элементов, при подключении ко

333

внешней	цепи диаметрально противоположных точек кольца
		#						Ш/2-1
		2(2) =		[1/(1 +	2-	m/2)]		£ (т/4 - О 2~ J.
								t=0
Сопротивление		рассматриваемого гребенчатого двухполюсника							отличается от соп
ротивления двухполюсника, показанного на								рис. 13.23, а и содержащего ml2 емкостей*
				т/2—1
наличием	множителя		L'm (г) =			(т/4 — i) а"". В плоскости			р этот множитель
имеет вид				/3)
имеет вид								[m /4 -l]
								[m /4 -l]
	(р) =	е^	т/А)рТ lm /^ m/4)PT +				2	S (т/4 — С) sh (т/4 — i) рТ\%
								/=1
где суммирование осуществляется до целой части числа т/4 — 1,
Модуль множителя на мнимой					оси плоскости р определяется выражением
					14		</“ >1 =
	тыТ				sin	тсоГ
	COS-	4	)	1 V 4	sin	4
		4	)	1 V 4	™	4
			- М	- *

Максимум этой функции (рис. 13.26) расположен вблизи первого полюса выражения

Z (/о > )/4 (/со) = 1/(1 + е-1те>Щ ,

а минимумы — вблизи последующих полюсов. При этом, чем больше т , тем сильнее подавляются последующие полюсы. Так, при m = 12 подавление второго полюса состав ляет 16,6 дБ, что эквивалентно использованию трехзвенного фильтра нижних частот.

Импульсная характеристика двухполюсника, полученного соединением в кольцо т образующих двухполюсников с импульсными характеристиками hi (пТ) при последова тельном подключении выводов кольца так, чтобы между внешними зажимами в одной ветви был один образующий двухполюсник, а в другой ветви — остальные, определяется

выражением

h (пТ) = hi (пТ) ^ б (п — im) — 1 (n)/mj •

	В случае, когда образующий двухполюс
	ник емкостной,	то ht (пТ) = (TIC) 1		(пТ), а
	импульсная характеристика		гребенчатого
	двухполюсника
Рис. 13.26	Л (п Т ) = ( Т / 0 1	(пТ ) ( j ] 6 ( n -	im) -	1/mj •
Рис. 13.26

Сопротивление рассматриваемого гребенчатого двухполюсника

Z (г) = (Т/С) [1/(1 - г - " 1)] [1 - (1/«) (1 — г~'")/(! - г " 1)]

представляет собой произведение сопротивления гребенчатого двухполюсника, показан


ного на рис. 13.11, б, и множителя gm =		1 [(1/m) (1 — z m)/(l		— a- 1 )!.
В случае m = 2 кольцо вырождается в 5С-двухполюсник,				приведенный в табл. 12.2
под номером 4. При m > 2 двухполюсник проявляет гребенчатый					характер зависимости
сопротивления от частоты на оси /со плоскости р, где				1 1		2	<Т) •
2	^	гп	sin (о772
^ ( /• с о ) = в- /<т- 1,шГ/2(со5 т — 1		1	sin rmoT/2	+ / sin		m — 1
Модуль множителя gm (/со), график		зависимости которого от			частоты показан на
рис. 13.27, равен нулю при со = 0,	а модуль сопротивления			двухполюсника			на этой

частоте | 2 (0) 1= (/я — 1)/(2тС).

334

Таким образом, существенным отличием рассматриваемого гребенчатого двухполюс ника от двухполюсника, показанного на рис. 13.23, а, является отсутствие полюса при со = 0. При увеличении частоты график модуля gm (/со) от нулевого значения перехо дит в район, близкий к единице, где он колеблется, приближаясь к единице по мере уве личения частоты и значения т . На частотах ненулевых полюсов модуль gm (/со) равен

единице.
Разнообразие характеристик рассмот-
ренных двухполюсников с однонаправлен
ным переносом заряда				обусловливает ши
рокие	возможности построения гребенча
тых фильтров на основе					структур с заря
довой связью. В табл. 13.6 приведены схе-								0,75
						*
мы, матрицы комплексных Y параметров								*50
и выражения для коэффициентов переда-
чи холостого хода в плоскости г основных
типов	гребенчатых фильтров. Фильтры 1							0,25
и 2 по	своим частотным				(рис. 13.28, а) и
фазовым		(рис.	13.28, б)		характеристикам
близки	к	известному		[29]		синхронному		ц
фильтру.		Для	них добротность k-то гре-
бешка	определяется			выражением			Q =
= kn (Сх/2С2). Подавление сигнала в мак
симумах		коэффициента			передачи		рав
но 0 дБ,		а подавление в минимумах со
ставляет К =			—20 lg (1 +			2 С2/Сх) [дБ].
Фильтр 3 обладает лучшими частотными характеристиками (рис. 13.28, в) с точки
зрения	подавления сигнала (К = —оодБ по середине между гребешками), однако для

получения той же добротности гребешка, что и у первых двух, для фильтра 3 необходимо взять вдвое большее соотношение емкостей. При сравнении фазовых характеристик

фильтров 1 и 3 следует отметить, что у фильтра 3 зависимость фазы	от частоты
(рис. 13.28, г) менее линейная, чем у фильтра 1.	периодов вы
Особенность фильтра 2 (табл. 13.6) состоит в задержке сигнала на пг	периодов вы

борок. Это обусловливает непрерывное возрастание сдвига фазы между входным и выход

ным сигналами в этом фильтре вплоть до		mic на границе	рабочего диапазона		частот.
Отличие	частотных и фазовых характеристик фильтров 4, 5 и 6 (табл. 13.6)				состоит
в том, что на	оси частот они сдвинуты на	половину расстояния между гребешками по
сравнению с	характеристиками фильтров	1—3. При этом	на нулевой частоте фильтры
4—6 максимально подавляют сигнал. Добротность гребешков, а также				максимальное
подавление сигналов фильтрами 4—6 равны аналогичным параметрам				фильтров 1—3
соответственно.

335

C L H	Схема гребенчатого фильтра
«у л	Схема гребенчатого фильтра
О s
£•&
	Ct
	*	+Т “/ Т4 лл. Т- д?
	*	1	* 1 *	J f
		±	CIJLC I ± *		1
	I	i' i>'			1
	I	i' i>'			T
					T
		-1-йг-1-й? -L fi
		T	T	T	1
	H l ^ r	i > ' j V " j > "			1
	H fV "				T
	H fV "

К-параметры

- c t

	- C t	: Ci +
c ■	°l	-	1
c ■	1	-	1
1	Cx + Ca
	^1^2		/
	Cl + C2

C . d - j r " ')

		m
	Q + C2
Г -	C2	m
1	C, +	Ca

C i(i + * - m)	i	- C . ( l + r m)
— Ci (1 + z ~ m)	I C1 +	Ca+ (Ci - C a) 2r ' n

S/L5jlрьсг^сг 4=й?

4j f i J v i i l r

« Т 4 1

r L j V j V _ J . '

ct s'	4 - M ± . C 2 ± C 2
H I - ' —	^S' ^Sr ">fS*
Й/ .f*
H h r " -
f l ’s "
4f—	1

	C i		- C	t
	- C i	Ci + Ca (1 - f- z~m)
C	1	1	1		C\Ci	m
C	1	1	1		C\Ci	m
	C?	i
1	C, + Ca		+		Cx + c a
1	^1^2	m	c	I	^	-~m
+	C, + Ca		a	1	Cx +	Ca

С х ( 1 - г - т ) I

C\ (1

2 m)

- C 1( I - z - ' n) j Ci + C3- ( C i - C a)2 - m

336

Таблица 13.6

"х.х «

Помимо полосно-пропускающих из рассмотренных гребен чатых двухполюсников можно построить полосно-заграждающне гребенчатые фильтры, для чего достаточно входной зажим фильт ра сделать общим, а общий — входным.

В районе нулей приближенные выражения для коэффициен тов передачи фильтров 1, 2 и 4, 5, в зависимости от расстройки по частоте До, имеют вид

, + - § r ( 1 - z ~ m)

1 + - & - (1 — z~m)

j, с2(\ ~ г ~ т)

Сх ( 1 + г - т )

1 (1 + г~т)

г-т

1 + ^ ( 1 + * - " ')

Я х х ***(2C2/CI) sin шДсоГ (2Ca/Ci) юДюТ1 при А© 0.

Крутизна модуля частотной характеристики ^вблизи нулей коэффициента передачи

*50 = о)0| dHx x/d(&

^ 2®oTmC2/Ci

зависит от соотношения емкостей и номера гребешка. Наимень

шая крутизна будет у первого гребешка фильтра 4, где щтТ = = я. Даже в этом случае крутизна S0 = 2nC2/Ci может быть во

много раз большей крутизны режекторных фильтров, рассмот ренных в гл. 13.3. Значение крутизны в районе точек режекции фильтров 3 и 6 в два раза меньше, чем для фильтров 1, 2 и 4, 5.

При накоплении сигнала иногда желательно ослабить или усилить отдельные спектральные составляющие. Для этого не обходимо максимумы гребенчатой характеристики фильтра сде лать разными по величине. Такие фильтры строятся аналогично фильтрам 1—6 табл. 13.6. Их общая особенность — использова ние частотно-зависимых входных двухполюсников (например, эквивалентов низкодобротной емкости или индуктивности) или использование в схеме фильтров гребенчатых двухполюсников, построенных по принципу соединения образующих двухполюсни ков в кольцо. Другой способ построения фильтров с гребенчаты ми характеристиками основан на следующем правиле.

Комплексные параметры четырехполюсника, образованного параллельным соединением m одинаковых четырехполюсников, входные и внутренние ключи которых коммутируют последова тельно, можно получить из комлексных параметров образующих

четырехполюсников заменой в них аргумента г на zm.

В соответствии с приведенным правилом коэффициент пере-

дачи холостого хода Нх х (г) сложного четырехполюсника связан

с коэффициентом передачи холостого хода Я ' (z) образующих че тырехполюсников зависимостью

Ях.х (2) = - ^21 (2 )/h 2 (2) = - У21 (2)^22 Ю = ^х.х &*)•

На оси /со плоскости р такая связь соответствует сжатию в тп раз по частоте графиков модуля и фазы коэффициента передачи, т. е. образованию в рабочем диапазоне частот гребенчатых харак теристик.

Использование первого или второго из рассмотренных вы ше способов реализации фильтров с гребенчатыми характеристи ками зависит от конкретной задачи. При построении простых гребенчатых фильтров применение гребенчатых двухполюсников приводит к схемам, содержащим минимальное число элементов. Это обусловлено наличием общих эквивалентных резистивных элементов (см. фильтры 1,4 табл. 13.6), в то время, как гребен

1чатые фильтры с тем же коэффициентом передачи холостого хода, но образованные параллельным соединением четырехполюсников

j, С2( 1 + г-">) С-1 (1 — z~"‘)

типа 1 и 2 (табл. 13.1 и 13.3 соответственно), содержат резистив ные элементы в каждой параллельной ветви.

Преимущество построения гребенчатых фильтров путем по следовательной коммутации образующих четырехполюсников — простота синтеза гребенчатых фильтров с весьма сложными ча стотными характеристиками.

337

Пример. Построить SC-фильтр, подавляющий сигнал не менее чем на 20 дБ в диапа

зоне частот от 0 до согр1Т =		0,1я и от согр2Т =	0,9ядо	соТ = я, имеющий частоты ре-
жекции сор{Т =	0,4я и сор27 = 0,6я, а также		единичный коэффициент передачи холосто
го хода на частоте соТ =		0,5я.
При решении рассматриваемой задачи обратим внимание на то,					что требуемая ха
рактеристика	(рис. 13.29,	а) является симметричной		относительно	середины рабочего

диапазона частот соТ = 0,5я. Это позволяет реализовать такую характеристику, исполь зуя два образующие четырехполюсника. Увеличив масштаб характеристики по оси час тот в два раза, найдем, что у образующего четырехполюсника частотная характеристика должна иметь полосу с подавлением не менее 20 дБ от 0 до согрТ = 0,2я, частоту режек-

ции ©р7 = 0,8л и единичный коэффициент передачи на частоте со7 = я. Таким требова ниям удовлетворяет фильтр, состоящий из последовательно включенных не нагружа


ющих друг друга однозвенного SC-звена				ВЧ типа 3	(табл. 13.3)	и режекторного
SC-фильтра — аналога	двойного 7-моста.
Модуль коэффициента		передачи фильтра ВЧ на частоте 0,2я
I я х.х 1 =	1 //1	+ [(С2/Сх) (1/tg 0,2я/2)]2 =			0,1 или- 2 0	дБ,
откуда	C2/Ci =		/0 ,9 9	tg20,2jt/2 ^ 3,26.

При отыскании соотношений элементов режекторного фильтра положим Ср3 = Ср1 +
+ Ср2 и Ср6 = Ср4 +	Ср5, тогда		на частоте режекции tg о>р7/2 = Ср4Ср5/Ср1Ср2. По

лагая Ср1 = Ср2 и Ср4 = Ср5, находим Ср4/Ср1 = tg 0,8я/2 *=* 3,06. Для того чтобы фильт ры не нагружали друг друга, следует взять Ср1 < Сг или использовать развязывающие

усилители.

Образовав гребенчатый фильтр (рис. 13.29, б) из двух параллельных четырехполюс ников, входные и выходные ключи которых коммутируют в непересекающиеся моменты

времени, получим цепь, имею щую требуемую частотную ха рактеристику.

Некоторые из описанных выше фильтров реализованы [37) в виде полупроводниковых мик росхем накопителей радиолока ционных сигналов. Одна из кон струкций (рис. 13.30, а) содер жит линию задержки на ПЗС и накопительную секцию. При ра-

Si	s„s* s3	s,
Que T	= ~<h'	Cftf ~c
a	6
Ptrc. 13.30

338

боте накопителя отраженный радиолокационный сигнал первоначально записывается в потенциальные ямы под затворы ПЗС. Затем подается импульс напряжения на затвор ключа Si, отделяющего ПЗС от накопительной секции. После замыкания ключа Sj заря ды перераспределяются между емкостями затворов ПЗС Спзс и емкостями Сн накопи

тельной секции. Образовавшиеся после перераспределения заряды под затворами ПЗС перемещаются на выход накопителя при записи в ПЗС очередного отраженного сиг нала.

Эквивалентная схема произвольного i-то канала накопителя (рис. 13.30, б) содержит входной ключ Sit емкость под затвором i-й секции ПЗС Сп зс, ключ Si связи ПЗС и нако

пительной секции, а также накопительные емкости Сн1, Сн2 и Сн3> которые разделены

ключами S2, S3 и S4. Эквивалентная схема накопителя аналогична схеме НЧ звена 4 (табл. 13.1). Коэффициент передачи накопителя

#х.х (s) == О — S)/U + (Спзс + 2CH) $/Спзс].

Для изменения постоянной времени накопителя, определяемой отношением Сн/Сп зо

накопительная секция разделена на три части. Подавая смещение на затворы 32, 33 и 34, что соответствует замыканию ключей S2, S3 и S4 на эквивалентной схеме, постоянную времени накопителя можно изменять в широких пределах.

8. ДВУМЕРНЫЕ ФИЛЬТРЫ

Для обработки сигналов, описываемых функциями двух переменных, например, неподвижных изображений (фото, телевизионных и др.), используются двумерные фильт ры. Алгоритм дискретной линейной двумерной фильтрации имеет вид

оо	оо		оо	оо
«вых ( т , п ) = j	£	a ( j u B X ( m - l , п — /) +		£ b i j t i B a x	( т — i , л - /),
i= —00 /= —00			i=—00 ] ' = —оо		(13.21)
					(13.21)
где нВЬ1Х(т, п), ивх (т — t, п — /) — выходное и входное				значения	обрабатываемого

сигнала; т, п — номера выборок, образованных при дискретизации координат х и у по пространству с шагом дискретизации Ах, Ау, йц, Ьц — постоянные коэффициенты.

Выполнив 2-преобразование по обеим координатам, получим общее выражение для коэффициента передачи двумерного фильтра в виде

оо оо

ГТ/ \	^ВЫХ (ZX> 2у)
н сzxzy) =	— ----------------
	СВХ iZXl 2и)

где 2Х, гу — аргументы z-преобразования

Е	S аиг* ‘гу !
{=—оо /= —оо___________		(13.22)
		(13.22)

1 - S	s
{=—00	/= —00	•
	•	•
по координатам х и у; UBX ( Z X t Zy)t		Uвых (гх*

2У) — изображения входного и выходного сигналов.

Описываемый выражениями (13.21) и (13.22) алгоритм предполагает использование в устройстве обработки матриц взаимосвязанных каналов. Число каналов в общем случае бесконечно. Такое устройство реализовано для обработки фотоизображений методами ко герентной оптики [16]. Импульсная характеристика оптических фильтров обычно симмет

рична относительно начала координат h (m, п) = h (—m, —п) и не подчиняется прин
ципу причинности h (m, п) = 0 при тп, п <	0, который определяет условие	физической
реализуемости устройств, осуществляющих	последовательную обработку	сигналов.
В телевизионных, радиолокационных и других устройствах изображение		на экранах

индикаторов формируется путем накопления строк. Часто на выходах датчика сигналов изображения одновременно формируются напряжения, пропорциональные выборкам од

ной строки (например,		при параллельном считывании строки		изображения	из матрицы
ПЗС). В этом случае общий алгоритм			обработки
и в ы х { П 1 , п ) =	£	Е а Ии вх	« — / ) + Е Е	ba Uvux	п — р),
i=	— 00 /=0		i — — 00 j = о

где пг — номер выборки по строке изображения; п — номер строки изображения.

339

Реализующие алгоритм (13.23) двумерные фильтры называют пространственно* временными. Пространственная проекция импульсной характеристики фильтра соответ ствует внутристрочной обработке, а временная проекция импульсной характеристики — междустрочной.

Пространственно-временные двумерные фильтры можно выполнять на основе SCцепей. Двумерность характеристик рассматриваемых цепей достигается использованием большого числа (равного числу пространственных выборок в сигнале), связанных между собой SC-ячеек (рис. 13.31), каждая из которых имеет свой вход и выход. Все простран

ственные выборки ивх (т, п0) временного сечения п =	п0 одновременно подаются на
входы ячеек. Выборки сечения обработанного сигнала	одновременно снимаются с выхо-

дов ячеек. При выполнении двумерной линейной фильтрации необходимо, чтобы электрические схемы всех ячеек были одинаковыми и их входные и выходные ключи замыкались


	через равные промежутки времени Т.				Импульсная
	характеристика цепи по пространственной коорди
	нате в основном определяется			характером связи ме
	жду ячейками, а импульсная характеристика по вре
	менной координате — особенностями междустрочно
	го обмена	зарядами в каждой из SC-ячеек.
	Пространственно-временные SC-фильтры быва
	ют однозвенными и многозвенными.				Однозвенные
	фильтры описываются простейшими двумерными по
	линомами,	а	многозвенные — двумерными полино
	мами более		высоких степеней. Синтез двумерны»
Рис. 13.31	фильтров высоких порядков			принципиально отли
	чен от синтеза одномерных фильтров. Это обуслов
	лено тем,	что полиномы двух и более			переменны»

в общем случае нельзя представить в виде произведения простых сомножителей [24]. Принцип причинности для рассматриваемых пространственно-временных SC-це пей выполняется по временной координате. Условием физической реализуемости явля

ется равенство нулю импульсной характеристики h (m, п) ss 0 при п < 0.

По характеру коммутации ключей различают пространственно-временные SC-цепи, состоящие из неодновременно и одновременно коммутируемых двухполюсников.

9. ПРОСТРАНСТВЕННО-ВРЕМЕННЫЕ

SC -ФИЛЬТРЫ, СОСТОЯЩИЕ ИЗ НЕОДНОВРЕМЕННО КОММУТИРУЕМЫХ ДВУХПОЛЮСНИКОВ

Анализ пространственно-временных SC-фильтров, состоящих из неодновременно ком

мутируемых двухполюсников, основан на выделении и исследовании характеристик
простейших звеньев. Канонические структуры [18] однозвенных			SC-фильтров, содержа
щих бесконечное число ячеек, приведены в табл. 13.7.			SC-фильтра является
Важнейшей характеристикой пространственно-временного
его двумерный коэффициент передачи, процедура отыскания которого содержит				следую
щие этапы:
выделение контуров передачи заряда		и узловых точек потенциалов для всех конфи
гураций	цепи, возникающих при замыкании соответствующих групп ключей;
составление разностных уравнений		обмена зарядами между емкостями фильтра,
а также	внешней цепью;
			Таблица	13.7
Номер	Схема
звена			* и (2 x t Z t )

UOn-t,n)	и(т,п)
1		2С, + С2	( 1 + г ^
1	,		1
сг~ сг~ сг	,	С 2	1
сг~ сг~ сг	сг~	2С, +	С2 Z‘

340

<<< < Предыдущая 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 3334 / 3634 35 36 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги

#
12.11.20238.37 Mб8Справочник молодого слесаря по изготовлению и монтажу вентиляционных систем..pdf
#
12.11.20237.48 Mб4Справочник по безопасной эксплуатации грузоподъёмных машин..pdf
#
12.11.202319.51 Mб6Справочник по водоподготовке котельных установок..pdf
#
19.11.202326.91 Mб2Справочник по лазерам. Газовые лазеры, лазеры на основе конденсированных сред, пропускание атмосферы в оптических диапазонах, индекс длин волн генерации лазеров.pdf
#
19.11.202339.06 Mб1Справочник по микроскопии для нанотехнологии..pdf
#
12.11.202320.21 Mб13Справочник по микроэлектронной импульсной технике..pdf
#
12.11.202318.02 Mб4Справочник по нестандартному оборудованию..pdf
#
12.11.202316.43 Mб9Справочник по нефтепромысловому оборудованию..pdf
#
13.11.202324.48 Mб62Справочник по пайке..pdf
#
12.11.202319.96 Mб2Справочник по проектированию электроснабжения..pdf
#
19.11.202393.43 Mб18Справочник по производственному контролю в машиностроении..pdf