книги / Справочник по микроэлектронной импульсной технике

Интегрируя полученную дифференциальную зависимость от исходного С7ВХдо произвольного Uа напряжения на емкостном элементе С1

Анализ каскада передачи заряда «пожарной» цепочки на биполярных транзисторах выполняется аналогично. Ток в транзисторе на рабочем участке аппроксимируется вы­

ная конечной величиной выходного сопротивления. Для биполярных транзисторов до­ полнительная составляющая неэффективности обусловлена током базы

®б = 1 — Л21б-

При сравнении каскадов переноса типа «пожарная» цепочка на полевых и биполяр­ ных транзисторах видно, что более высокое быстродействие и большую неэффективное ib передачи имеет каскад на биполярных транзисторах.

301

9. КАСКАДЫ ВЫБОРКИ И ХРАНЕНИЯ

Основное назначение каскада выборки и хранения — фиксация напряжения ана­ логового сигнала в моменты времени, определяемые внешними тактовыми импульсами, и выполнение преобразования заряд — напряжение. Последнее часто называют нераз­ рушающим считыванием напряжения на запоминающем конденсаторе.

Функцию фиксации напряжения аналогового сигнала реализуют при помощи кон­ денсатора и электронного ключа на МДП-транзисторе (рис. 12.20). Для считывания на­ пряжения с запоминающего конденсатора используют усилительные каскады с высоким входным сопротивлением (обычно на МДП-транзисторах). В интегральных схемах выбор­ ки и хранения для считывания применяют инвертирующий (рис. 1 2 .2 0 , а) и неинверти-

Рнс. 12.20

рующий (рис. 1 2 .2 0 , б) каскады с динамической нагрузкой. Коэффициент передачи инвер­ тирующего каскада [13]

Н = v ^ 3L2/ r 2L3,

где W2, W3и L2, L3 — ширина и длина каналов транзисторов VT2 и VT3.

Коэффициент передачи Я = 1...3 выбирают из условия обеспечения максимального динамического диапазона, высокой линейности и низкой чувствительности параметров схемы к изменению параметров элементов.

Коэффициент передачи неинвертирующего каскада близок к единице и имеет высо­ кую стабильность. Для работы неинвертирующего каскада необходим дополнительный источник питания Есм. Кроме него обоим каскадам при подаче на вход биполярных сиг­ налов необходим источник смещения потенциала подложки £/под. Использование смеще­

ния предотвращает отпирание переходов исток — подложка ключевых транзисторов. Рассматриваемые схемы выборки и хранения имеют следующие недостатки: управляющие импульсы частично проходят на выход каскадов; во время хранения выборки происходит постепенное изменение напряжения на

выходе каскадов; каскады создают сдвиг постоянной составляющей выходного напряжения относи­

тельно входного и имеют существенный температурный дрейф.

Управляющие импульсы частично проходят в сигнальную цепь через паразитные конденсатор Сзс ключевого транзистора (рис. 12.20). При подаче управляющего импульсй

на затвор транзистора VT1 конденсатор ^зс заряжается разностью напряжений сигнала UB7L и импульса Ua:

Qc3c = c 3c(uH- u BX).

По окончании управляющего импульса заряд РСзс перераспределяется между конденсатором Сзс и накопительным конденсатором С. При перераспределении напряжение На конденсаторе С изменится на величину

Ш с = Сзс (Ui — 2£/их)/(Сзс + С).

В интегральном каскаде выборки и хранения Un — 2 (JBX = 20 В. Тогда при емкое, тях С = 1 пФ и Сзс — 0 ,005 пФ в сигнальную цепь пройдет импульс

Ди с = 0,005 • 10-12.2 0 /1 ,0 0 5 .10~12 = 0,1 В.

302

Для устранения прохождения управляющих импульсов в схему вводят (рис. 12.2IJ компенсирующий конденсатор Ск, подсоединенный к противофазному управляющему сигналу UHl (второй управляющей шине при двухтактном управлении). При этом

Д(/с = [Сзс (t/и - 2UBX) - Ск (UHl + 2UBX)]/(C + Ск + Сзс).

Для полной компенсации паразитных импульсов выбирают

Ск = Сзс ([/„ - 2UBX)/(UHl + 2 UBX).

Изменение сигнала на выходе каскада в режиме хранения выборки обусловлено раз­ рядом накопительного конденсатора за счет токов утечки на подложку. Сопротивление утечки со стока ключевого транзистора на подложку равно RyT, дрейф

выходного напряжения в режиме хранения

а для схемы на рис. 1 2 .2 2 , б

Выбирая в соответствии с выражениями (12.31) и (12.32)

для схемы на рис. 1 2 .2 2 , б, изменение выходного напряжения в режиме хранения можно свести к минимуму. В схемах на рис. 12.22 паразитное прохождение импульсов на

303

выход каскадов проявляется меньше, чем в схемах на рис.12.20. Кроме того, описываемые схемы отличаются повышенной температурной стабильностью выходного напряжения.

В рассматриваемых схемах выборки и хранения постоянная составляющая выходно­ го напряжения смещена относительно постоянной составляющей входного напряжения. Для схемы на рис. 12.20, б такое смещение по величине превышает пороговое напряжение МДП-трапзистора. Для схемы на рис. 12.20,а подбором геометрии транзисторов и напря­ жения источника питания можно до­

питания 10—12 В размах выходного напряжения составляет 2,5 В. Это обеспечивает со­ отношение сигнал/шум усилителя до 100 дБ. При разомкнутой петле обратной связи ко­ эффициент усиления достигает 70 дБ. Типовое смещение выходного напряжения 5—50 мВ при использовании методов самокомпенсации можно уменьшить до 1 мВ и менее. Усилитель потребляет не более 5 мВт от источников питания и занимает на подложке площадь около 0,13 мм2, что в четыре раза меньше биполярного усилителя. Малые раз­ меры и потребляемая мощность позволяют использовать на одном кристалле до 40 уси­ лителей в схеме SC-фильтра [7].

Основной недостаток схем выборки и хранения на операционных усилителях — ма­ лое быстродействие последних. Для описанного усилителя (рис. 12.23) частота единично­ го усиления не превышает 3 МГц, а время установления на уровне 0,1 % составляет 3 мкс. Простейшие схемы выборки и хранения (рис. 12.20, 12.22) имеют быстродействие до не­ скольких десятков МГц.

10. ВОССТАНОВИТЕЛИ СИГНАЛА ПО ВЫБОРКАМ

На выходе устройств дискретной обработки, имеющих частоту дискретизации fTt

Рис. 12.24

нала, а на более высоких частотах — комбинационным гармоникам. Огибающая ампли­ туд гармоник уменьшается по закону sin (nflfT)/(nf/fT), Для восстановления сигнала

комбинационные гармоники необходимо подавить.

Для решения задачи восстановления используется три подхода. Наиболее простой путь состоит в выборе частоты дискретизации, во много раз превосходящей верхнюю

304

границу полосы частот сигнала }с. При этом гармоники имеют малую амплитуду и удале­ ны достаточно далеко от спектра сигнала, что позволяет подавлять их простейшими ЯС-фильтрами. Рассматриваемый путь не всегда приемлем. Во-первых, при таком под­ ходе резко сужается полоса частот восстанавливаемого сигнала. Наиболее вредно это проявляется при восстановлении сигнала на выходе дискретно-аналоговых линий за­ держки, где с целью уменьшения числа каскадов, реализующих требуемое время задерж­ ки, период квантования Т необходимо приближать к теоретическому пределу Т = = 1/2/с. При выборе частоты квантования fr > / 0 неоправданно увеличивается число

каскадов. Во-вторых, восстановление сигнала неперестраиваемыми фильтрами ограничи­ вает возможность перестройки характеристик устройств обработки путем изменения тактовой частоты.

Более гибкий подход к восстановлению сигнала состоит в применении перестраи­ ваемых фильтров нижних частот с крутой характеристикой за пределами полосы сигнала. При использовании дискретно-аналоговых или цифровых фильтров их тактовые частоты должны быть на порядок выше fT.

Пусть, например, частота /с = }т/4. Определим требования к восстанавливающему

фильтру, уменьшающему на выходе схемы восстановления комбинационные гармоники до уровня не более — 28 дБ при подавлении сигнала в рабочем диапазоне не более, чем на

1,5 дБ.

Если на выходе устройства обработки сигнал имеет вид ступенчатой функции, то на частоте / 0 сигнал подавляется на 2,2 дБ, а комбинационные гармоники на частоте 3fT/4

имеют уровень — 10,4 дБ относительно уровня первой гармоники. Следовательно, восстанавливающий фильтр должен на частоте ^ 4 усилить сигнал на 0,7 дБ, а на час­

ветствии с интерполяционными полиномами. Часто используют [14] полиномы Ньютона /г-й степени

305

Первый сомножитель выражения (12.35) соответствует спектру выборок выходного сигнала в виде бесконечно коротких импульсов. Второй сомножитель является частотной характеристикой интерполятора Ньютона /г-й степени.

Если ступенчатую аппроксимацию выходного сигнала считать нулевой интерполяцией, то выражения для частотных характеристик интерполяторов вплоть до третьей

интерполяции

И

f > 2/г/3. Для рассматриваемого полинома первая интерполяция соответствует исполь­

В соответствии с выражением (12.34) для прямой реализации интерполяторов необ­ ходим генератор пилообразного напряжения, формирующий сигнал т, дискретно-ана­ логовая линия задержки, накапливающая выборки сигнала и (пТ — iT), а также умножители и сумматоры, при помощи которых можно реализовать функции вида

Д*и (пТ) 1 ~ ^ “ ^ Т— L ± J 2 . В ряде случаев более простой путь состоит в при­

менении интерполяционных каскадов (рис. 12.26) на МДП-транзисторах.

Каскад состоит из двух транзисторов, на истоки которых подаются выборки сигна­

зоб

С помощью схемы на рис. 12.26 реализуются первые два члена ряда (12.34). Для вычисления третьего члена на истоки транзисторов подают первые разности напряжений с выходом двух предыдущих интерполяторов Аи (пТ) т и Аи (пТ + Т) т, а затем из вы­ ходного сигнала вычитают Аи (пТ) т. Аналогично вычисляют любой член ряда (1 2 .3 4 ).

В качестве примера на рис. 12.27 показан квадратичный интерполятор, содержащий два каскада линейной интерполяции (обозначены квадратами с косыми стрелками), дискретно-аналоговую линию задержки и суммарно-разностные каскады. При fQ= \ т / 4

сигнал на выходе рассматриваемого квадратичного интерполятора подавлен менее чем на 1,5 дБ, а комбинационные гармоники — более чем на 28 дБ.

Глава 13

ФИЛЬТРЫ И ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ НА ОСНОВЕ УСТРОЙСТВ

СЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ

1.ФИЛЬТРЫ НИЖ НИХ ЧАСТОТ

СДВУСТОРОННИМ ПЕРЕРАСПРЕДЕЛЕНИЕМ ЗАРЯДОВ

Всоответствии с общей классификацией устройств с зарядовой связью (см. табл. 12.1) частотные фильтры можно реализовать как в классе устройств с двусторонним перерас­ пределением зарядов, так и в классе устройств с однонаправленным переносом зарядов.

Фильтры с двусторонним перераспределением зарядов выполняются в виде сово­ купности SC-двухполюсников и SC-четырехполюсников.

На основе SC-цепей реализуются все основные виды частотных фильтров: нижних и верхних частот, режекторные, полосовые и гребенчатые. Основу частотных фильтров составляют элементарные звенья, характеристики которых определяют сложность и осо­ бенности построения многозвенных фильтров.

В табл. 13.1 приведены элементарные звенья SC-фильтров нижних частот, их экви­ валентные схемы, матрицы У-параметров и выражения для коэффициентов передачи хо­ лостого хода. Звенья 1—3 состоят из одновременно коммутируемых двухполюсников. Простейшее из них — звено 1 содержит две емкости и три ключа. Эквивалентная схе­ ма рассматриваемого звена представляет собой низкодобротный однозвенный #С-фильтр.

*

Коэффициент передачи холостого хода звена Нх х (s) при s = 0 равен единице. При уве­ личении частоты выше частоты среза wc? = С * /^ + 2С2) наклон частотной характерис­ тики составляет — 20 дБ/дек в плоскости s. Наклон характеристики в плоскости р опре­

где К — в дБ/дек.

Наклон частотной характеристики звена на мнимой оси плоскости р более крутой, чем на мнимой оси плоскости s. На более высоких частотах, когда tg ( CDT /2 ) > 1, модуль коэффициента передачи холостого хода звена 1 стремится к постоянной величине/шсленно

307

равной частоте среза, что является недостатком рассматриваемого звена. Частота, в пределах которой наклон характеристики в плоскости s изменяется от —20 до 0 дБ/дек,— граничная, для звена 1 она равна единице.

Отмеченный недостаток отсутствует у звена 2 , эквивалентная схема которого пред­ ставляет собой аналог низкодобротного ^ L -фильтра. Наклон частотной характеристики звена 2 на частотах выше частоты сре-

за w = С2/(2Сх+ С2) составляет —

ристики.

На основе описанных звеньев 1-го порядка строятся звенья более высокого порядка. Соответствие между активными RC- и SC-цепями (см. выражение 12.6) позволяет для известных [10] активных звеньев строить SC-аналоги (звенья 1—7, табл. 13.2). Коэффи­ циенты передачи SC-звена в плоскости s аналогичны коэффициентам передачи активных /?С-звеньев-прототипов в плоскости р.

Звено выбирается в зависимости от используемых активных элементов и ряда допол­ нительных условий, возникающих при проектировании. Так, использование операцион­ ных усилителей позволяет выполнить SC-фильтры с высокой стабильностью характерис­ тик [7]. Однако операционные усилители имеют ограниченный диапазон рабочих частот. При использовании простейших усилительных элементов рабочий диапазон фильтров можно расширить. Характеристики таких фильтров будут существенно зависеть от раз­ броса и температурного дрейфа параметров усилительных элементов.

308

Для упрощения в схему звена вместо SC-аналога ннзкодобротной индуктивности (двухполюсник 3, табл. 1 2 .1), на построение которого требуется четыре ключа и конденса­ тор, используется SC-аналог активного сопротивления (двухполюсник 2 , табл. 1 2 .1), содержащий два ключа и конденсатор. Такое упрощение соответствует замене аргу­ мента s в выражении для коэффициента передачи фильтра на аргумент 2 s/(l + s). При

этом уменьшается максимальное подавление сигнала в полосе непропускания ФНЧ. По­ мимо упрощения, замена двухполюсников? позволяет несколько уменьшить требуемое соотношение емкостей в фильтрах. Наиболее целесообразна такая замена при построении узкополосных ФНЧ. Для примера в табл. 13.2 под номером 8 представлено звено [22J, преобразованное из звена 1 той же таблицы. Аналогично можно преобразовать звенья 2—7.

При проектировании активных SC-фильтров в интегральном варианте необходим учет влияния паразитных емкостей и сопротивлений утечки в рассматриваемых схемах. Для такой оценки используются сведения (см. гл. 1 2 ) о паразитных элементах интег­ ральных конденсаторов и ключей.

Влияние значительных паразитных емкостей между нижней обкладкой и подложкой интегральных конденсаторов существенно уменьшается при заземлении нижней обкладки

309

310