Работа № 11

ИЗУЧЕНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

1. Цель работы

Изучение схем и особенностей работы однотактных и двух­тактных усилителей мощности в режимах А и В, исследование их основных характеристик и знакомство с методикой расчета.

2. Теоретическое пособие

Назначение усилителей мощности и требования к ним

Усилитель мощности служит обычно выходным каскадом уси­лительного устройства в целом. Его назначение - отдача в нагрузку заданной или максимально возможной мощности, близкой к пре­дельной для данного типа транзистора или лампы, при наимень­шем потреблении энергии от источников питания и допустимых уровнях нелинейных и частотных искажений.

Основными показателями усилителя мощности являются отдаваемая в нагрузку полезная мощность, к.п.д., уровень нелинейных искажений и полоса пропускания.

Нелинейные искажения и к.п.д. каскада зависят от выбора начальной рабочей точки транзистора. Поэтому к выбору режима работы усилительных элементов в мощных каскадах надо подходить очень тщательно. При больших сигналах нелинейные искажения в усилителях на транзисторах обусловлены нелинейностью как вход­ных, так и выходных характеристик.

В зависимости от выбора начальной рабочей точки транзи­стора и амплитуды входного сигнала ток в цепи коллектора может протекать либо в течение всего периода, либо только части его ( в остальное время транзистор заперт).

Соответственно этому различают четыре разновидности рeжима работы транзистора - классы А, АВ, В и С. В усилителях мощности используются ервые три класса. В классе А начальное положе­ние рабочей точ­ки на нагрузочной прямой и амплиту­да входного (упра­вляющего) тока выбираются так, чтобы рабочая точка не выходила за пределы участ­ка нагрузочной

прямой, где изменения выходного тока пропорциональны изменениям входного ( участок АВ на рис. 4.1). При этом ток коллектора не прекращается в течение всего периода изменения входного сигнала. Класс А характеризуется минимальными нелинейными искажениями и невысоким к.п.д. Применяется этот режим в тех случаях, когда необходимы небольшие нелинейные искажения, а выходная мощность и к.п.д. не имеют решающего значения. В классе А работают все каскады усилителей напряжения и маломощные выходные каскады.

В классе В начальное положение рабочей точки выбирается в области небольших токов коллектора, близких к ( рис.4.2). Транзистор открыт лишь в течение половины периода, т.е. работает с отсечкой тока. Работа с отсечкой характеризуется углом отсечки, под которым понимается половина той части периода, в течение которого через транзистор протекает ток. Очевидно в классе В угол отсечкиравен 90°. Применяется режим класса В в двухтактных схемах, где прекращение тока одно­го транзистора компенсируется появлением тока другого. При этом нелинейные искажения больше, чем в классе А, но к,п.д. существен­но выше и может достигать 70%.

Класс АВ характеризуется углом отсечки и занимает промежуточное положение между классами А и В. Применяет­ся тоже в двухтактных схемах. Класс АВ более экономичен, чем класс А, и характеризуется меньшими нелинейными искажениями, чем класс В. Обычно в классе АВ=120 - 130°.

Максимальная мощность отдается транзистором при опреде­ленном наклоне нагрузочной прямой. В то же время сопротивление нагрузки обычно задано. Поэтому для получения максимальной выход­ной мощности используется трансформаторное включение нагрузки. При таком включении постоянная составляющая выходного тока не протекает через сопротивление нагрузки, что уменьшает расход потребляемой мощности питания и повышает к.п.д.

Усилители мощности могут быть однотактными и двухтактны­ми. Однотактные каскады работают в классе А и применяются при относительно малых выходных мощностях. Двухтактные - работают в классах А, АВ и В и используется при больших мощностях.

В зависимости от требований к величине отдаваемой мощности, уровню нелинейных искажении и полосе пропускания транзисторы в каскадах усиления мощности включаются с ОЭ или ОБ. Схема с ОК применяется редко. В схеме с ОБ транзистор отдает наибольшую выходную мощность при заданном уровне нелинейных искажений и работает в широком диапазоне частот. Кроме того, в схеме с ОБ режим работы каскада мало меняется при изменениях температуры и при замене транзистора. Схема включения с ОЭ обеспечивает наибольший коэффициент усиления по мощности ( примерно раз), однако в ней возрастают нелинейные искажения и уменьшается к.п.д. Верхняя граничная частота вcxeмe с ОЭ меньше чем в схеме с ОБ, так как частота транзистора меньше, чем

Вывод расчетных соотношений для основных показателей усилителя на основе малосигнальных параметров ( как это было сде­лано в работе 9) неприменим для усилителей мощности. Расчет выходных каскадов производится обычно графо-аналитическим методом. При расчете задаются выходная мощность , сопротивление нагрузки, допустимый коэффициент нелинейных иска­жений, граничные частоты рабочего диапазонаии допустимые коэффициенты частотных искаженийи, границы изменения температуры окружающей среды. Обычно бывает известен также тип источника питания. В результате расчета необхо­димо выбрать напряжение источника питания, начальное положение рабочей точки, приведенное к коллекторной цепи сопротивление нагрузки, отдаваемую каскадом мощность, амплитуду входного сиг­нала, входное сопротивление, коэффициент нелинейных искажений, элементы цепей смещения и стабилизации. Кроме того, необходимо провести расчет выходного трансформатора и расчет радиатора охлаждения транзистора.

Однотактные каскады усиления мощности

Принципиальные схемы однотактных каскадов с ОЭ и с ОБ приведены на рис. 4.3.

В обеих схемах источник сигнала и нагрузка подключаются ко входу и выходу транзистора через трансфор­маторы и, соответственно. Конденсаторис­ключает потери сигнала на сопротивлениях делителей цепи базы.

Частотные свойства усилителя мощности можно рассмотреть при подаче на вход малых сигналов, пользуясь малосигнальными параметрами транзистора. Проведем анализ схемы с ОЭ, полагая ёмкости ибесконечно большими.

Эквивалентная схема каскада приведена на рис. 4.4а.

Рис. 4.4(а,б)

Заменяя трансформатор Тр эквивалентной схемой, можно перей­ти от схемы ( рис. 4.4а) к схеме ( рис.4.4б). Здесь: - ак­тивное сопротивление первичной обмотки, имеющейW витков; L -индуктивность рассеяния первичной обмотки; L -индук­тивность первичной обмотки; r - сопротивление потерь в ста­ли сердечника ( обычно , поэтому влияниев дальнейшем не учитывается);- индуктивность рассеяния вторичной обмотки, приведенная к первичной:, где- коэффициент трансформации;-актив­ное сопротивление вторичной обмотки, приведенное к первичной:

- сопротивление нагрузки, приведенное к первичной обмотке трансформатора:

- выходное напряжение, также приведенное к первичной обмотке:

.

На входе каскада включен эквивалентный генератор с э.д.с. и внутренним сопротивлением. Эквивалентная э.д.с.равна приведенной ко вторичной обмотке входного тран­сформатора э.д.с.:

, где

-коэффициент трансформации входного трансфор­матора.

В эквивалентное внутреннее сопротивление источника сигнала , помимо приведенного ко вторичной обмотке входного трансформатора сопротивления, входят сопротивление вторичной обмотки этого трансформатораи приведенное ко вторичной обмотке сопротивление первичной обмотки:

Индуктивности рассеяния и первичной обмотки входного тран­сформатора учитываются обычно при расчете предыдущего каскада. Работу усилителя удобно рассматривать раздельно в области средних, низших и высших частот. Соответствующие эквивалентные схемы для этих диапазонов приведены на рис. 4.5.

В области средних частот ( рис. 4.5а) можно пренебречь влиянием индуктивностей L, , Ls и емкости , а так­же считать,

. Обозначив эквивалентный коэффициент передачи тока базы

Рис 4.5 а Рис 4.5б

Рис 4.5в

можно найти выходное напряжение каскада :

э.д.с. входного сигнала равна :

, (4.1)

где

Тогда коэффициент усиления по напряжению на средних часто­тах определяется соотношением :

(4.2)

На нижних частотах ( рис. 4.5б) можно не учитывать влияние индуктивностей рассеяния L_SI и и ёмкости Скэ , а также принять,. В то же время необхо­димо учесть влияние индуктивности, так как по мере умень­шения частоты её реактивное сопротивлениепадает, шунти­руя нагрузку, что приводит к завалу АЧХ. на нижних частотах.

Заменяя генератор тока генератором напряжения( пунктир на рис. 4..5б), найдем напряжение на индук­тивности:

где ,

Выходное напряжение:

Тогда с учетом соотношений (4.1) и (4.2) коэффициент усиле­ния на нижних частотах запишется в виде:

(4.3),

где

Выражение (4.3) совпадает с соответствующим выражением для усилителя с RС-связью, только постоянная времени определяет­ся не ёмкостьюC , а индуктивностью . Нижняя граничная частота определяется соотношением:

Обычно справедливы неравенства

Тогда последнее соотношение можно записать в форме:

т.е. лучшими частотными свойствами в области нижних частот обла­дает тот усилитель, у которого больше величина индуктивности и меньше приведенное сопротивление нагрузкиR_н' . При заданных частотных искажениях и выбранном R_н' величина ин­дуктивности первичной обмотки трансформатора определяется по формуле :

(4.4)

Как и в усилителе с RC-связью, конденсаторы С₂ и С_Э вносят дополнительные частотные искажения на нижних частотах, а общий коэффициент частотных искажений равен произведению коэф­фициентов частотных искажений отдельных цепей.

На верхних частотах можно пренебречь влиянием индуктивности , но необходимо учесть индуктивности рассеянияи зависимость параметров транзистора от частоты ( рис. 4.5в).

Выходное напряжение равно:

Подставляя ииз равенств (7.7), (7.11) и (7.12) (ра­бота 5 ч.1), после соответствующих преобразований можно получить:

Для случая выражение упрощается:

В свою очередь, э.д.с. входного генератора определяется выражением:

, где

;

;

.

Тогда коэффициент усиления по напряжению в области верхних частот имеет вид:

(4.5)

Из (4.5) следует, что при определенных соотношениях пара­метров в усилителе могут наблюдаться резонансные явления, в ре­зультате чего АЧХ будет в значительной степени неравномерной. Наиболее сильно выражен последовательный резонанс колебательного контура на частоте

, где

Резонанс возможен при условии:

Частоту часто приближённо принимают за верхнюю граничную частоту полосы пропускания. Отношениеназывают коэффициентом рассеяния , определяется конструкцией трансформатора и лежит в пределах.В малогабаритных трансформаторах индуктивностьобычно невелика. Если применяются низкочастотные транзи­сторы, то индуктивностью рассеяния можно пренебречь (), а частотные искажения в области верхних частот считать обуслов­ленными лишь частотными свойствами транзистора, т.е.

, где

Если же применяются высокочастотные транзисторы, реактив­ные параметры которых не сказываются в рабочем диапазоне частот усилителя, то можно учитывать лишь влияние индуктивности , т.е :

, где

Отсюда можно найти допустимое значе­ние индуктивности рассеяния при заданных частотных искаже­ниях:

Рассмотрим энергетические соотношения в однотактных уси­лителях мощности. Энергетические показатели определяется в об­ласти средних частот.

Прежде, чем выбрить положение рабочей точки и наклон на­грузочной прямой, необходимо определить рабочую область стати­ческих характеристик транзистора. Эта область ( рис. 4.6) огра­ничена снизу режимом отсечки, слева - областью насыщения, сверху - наибольшим током коллектора справа-наибольшим напряже­нием и справа сверху гиперболой предель­но допустимой мощности рассеяния на коллекторе при наибольшей заданной температуре.

При заданном напряжении источника питания начальная рабочая точка О находится на нагрузочной прямой по постоянному току. Эта прямая проходит почти вертикально ( рис. 4.6),

Так как по постоянному току транзистор нагружен на малое активное сопротивление первичной обмотки трансформатора. Для ориентировочных расчётов можно считать , что на этом сопротивлении при протекании тока покоя транзистора падает напряжение. Если в схеме с ОЭ применяется применяется стабилизация режима за счёт сопротивления, то насоздаётся дополнительное падение напряжения. Тогда напряжение покоя, где. Еслине задано , то величинавыбирается из условия.

Начальное расположение рабочей точки выбирается несколько ниже кривой , а наклон нагрузочной прямой по переменному току выбирается из условия получения максимальной отдаваемой мощности . Эта мощность равна полусумме площадей треугольниковOAC и OBF , причём точки А и В не должны заходить в области насыщения и отсечки , соответственно , иначе существенно возрастают нелинейные искажения.

Максимальная амплитуда напряжения на коллекторе определяется полусуммой

, где

.

Величина не должна превышать предельно допустимого напряжения

. Полагая ,получаем следующее ограничение для максимальной амплитуды выходного сигнала.

Величина ограничена снизу за счет существенной нели­нейности характеристик транзистора вблизи области насыщения и в схеме с ОБ весьма близка к нулю ( или равна нулю).

Максимальная амплитуда тока коллектора также определена полусуммой

, где ,.

( При небольших нелинейных искажениях ,)Величинане должна превышать предельно допустимого тока. Величинадля схемы с ОБ соответствует нулевому току эмиттера () , а для схемы с ОЭ - мини­мальному току базы, который выбирается в пределах -( см. рис. 4.6 а и б).

Максимальная мощность, отдаваемая транзистором равна

,

а мощность, отдаваемая каскадом в нагрузку,

(4.6)

где -к.п.д. трансформатора.

Коэффициент полезного действия трансформатора зависит от мощности последнего и лежит в следующих пределах: =0,6-0,75 при Р< 1 вт;=0,7-0,85 при 1 вт < Р < 10 вт;=0,85-0,94 при 10 вт < Р< 100 вт. В то же время к.п.д. трансформатора определен выражением

(4.7)

Мощность отдается транзистором в нагрузку, равную:

(4.8)

Учитывая, что из формул (4.7) и (4.8) можно найти коэффициент трансформации

Мощность, потребляемая от источника питания, не зависит от величины сигнала и равна

Отсюда электрический к.п.д. ( т.е. к.п.д. коллекторной цепи) в классе А определяется соотношением

При малых ,ик.п.д.в схеме с ОБ близок к предельной величине 50% . Практически в схеме с ОБ= 40 – 45% , а в схеме с ОЭ несколько меньше. Полный к.п.д. учитывает потери в выходном трансформаторе и цепях смещения и в схеме с ОБ обычно не превышает 30 – 35%. Мощность, рассеиваемая на коллекторе, максимальна в режиме покоя (при) Очевидна необходимость выполнения соотношения, т.е.. Последнее соотношение используется при выборе транзистора.

Вычислив мощность, рассеиваемую на коллекторе, можно опре­делить, нужен ли для охлаждения транзистора дополнительный радиа­тор. Для этого вычисляется температура перехода где- максимальная температура окружающей среды ,-тепловое сопротивление переход-среда транзистора. Если, то радиатор не нужен , если же, то радиатор необходим. При наличии радиатора должно выполняться соотношение:

(4.9),

где -тепловое сопротивление переход-корпус транзистора

- тепловое сопротивление корпус-среда. Последнее может быть найдено из (4.9)

и зависит от конструкции радиатора. Зная , можно найти площадь поверхности дополнительного радиатораSp по Форму­ле

, где

- коэффициент теплоотдачи.

Для матовой черной поверхности при нормальном атмосферном давлении и свободной конвекции воздуха

Расчет параметров входной цепи производится по входной характеристике транзистора ( рис. 4.7 для схемы с ОБ).

Значения тока ,и, найденные по точкам нагрузочной прямой (рис. 4.6б), позволяют найти максималь­ную амплитуду входного напряжения, входное сопротивление и мощность вход­ного отвала

Рис 4. 7

,

,

В схеме с ОЭ для получения нужной выходной мощности тре­буется меньшая мощность сигнала на входе. Коэффициент усиления по мощности равен .Уровень нелинейных искажений в выходном каскаде зависит от схемы включения транзистора, а также от соотношения между сопротивлением источника сигналаи входным сопротивлением транзистора. В схеме с ОБ искажения обычно меньше, чем в схеме с ОЭ. Нелинейные искажения обусловлены нелинейностью входной характеристики транзистора и зависимостью коэффициента передачи тока( в ещё большей степени) от тока эмит­тера. С ростом токакоэффициент() умень­шается, поэтому амплитуды положительного и отрицательного полу­периодов тока коллектора неодинаковы (на рис.4. 6) При определении коэффициента нелинейных искажений отдельно по входу и по выходу получается завышенное значение общего коэффициента нелинейных искажений, так как искажения в выходной цепи могут частично компенсировать искажения, возникающие во входной цепи.

Рис,

Рассмотрим влияние сопротивления источника сигнала на искажения во входной цепи. На рис. 4.8 приведена входная харак­теристика транзистора

, а также динамическая характеристика передачи по току Послед­няя строится по нагрузочной прямой для переменного тока ( рис. 4.6б). В случае<<источник сигнала можно считать гене­ратором напряжения (R_г=0) синусоидальной формы . При этом искажения эмиттерного и коллекторного токов очень велики ( слу­чай 1 на рис. 4.8). Когда >>источник сигнала можно считать генераторов синусоидального тока (R_Г⁼). Искажения выходного сигнала в этом случае невелики ( случай 2 на рис. 4. 8). Они обусловлены лишь влиянием выходной цепи.

В общем случае источник сигнала имеет некоторое внутренее сопротивление . При протекании входного тока часть э.д.с. генераторападает на этом сопротивлении, а оставшаяся часть подается на вход транзистора. Для нахождения рабочего участка характеристик через рабочую точку ( точка 3 на входной характеристике рис. 4.8) проводится нагрузочная прямая, соответ­ствующая внутреннему сопротивлению источника сигнала (). Эта прямая отсекает на оси напряжений начальное значение э.д.с. генератора. Проводя через точки А и В , соответствующие максимальному и минимальному значениям тока эмиттера, прямые, параллельное нагрузочной прямой (), можно найти амплитуду э.д.с. генератора( случай 3 на рис. 4. 8). Нелинейные искажения при этом меньше, чем в случае 1. Добавляя к точкам,,(соответствующим знамениям,,) ряд промежуточных, можно построить входную характеристику, учитывающую внутреннее сопротивление генератора (штрих-пунктирная кривая на рис.4.8). Эта характеристика более линейна, чем входная, причем ее линей­ность возрастает по мере увеличения. Потери мощности входного сигнала напри этом также возрастают. В случае усилителя с трансформаторным входом величина, является условной, так как входной трансформатор не пере­дает постоянной составляющей напряжения.

Проведенный анализ позволяет сделать вывод, что в схеме с ОБ для уменьшения нелинейных искажений необходимо увеличивать отношение . Зависимость коэффициента нелинейных иска­женийот отношенияприведена на рис.4.9а.

Поскольку с увеличениемвоз­растают потери мощности в источнике сигнала, то для схемы с ОБ обычно вы­бирают. Отсюда оптимальный коэффициент трансформации входного трансформатора

где -к.п.д. входного трансформатора,-выходное сопротивление транзистора предыдущего каскада. Зависимость коэффициента нели­нейных искажений от отношенияв схеме с ОЭ приведена на рис. 4.9б. Видно, чтодостигается при согласовании, т.е.. Это объясняется тем, что искажения в выходной цепи в схеме с ОЭ значительно больше, чем в схеме с ОБ (зависимостьот токавыражена значительно силь­нее, чем). Поэтому при некотором значенииза счет входной цепи достигается наилучшая компенсация искаже­ний в выходной цепи.

Для расчета коэффициента нелинейных искажений строится ввозная характеристика . Методика её построения такова. В точках пересечения нагрузочной прямой со статическими выходными характеристиками транзистора отмечаются значения то­кови( илии). По величинам() на статической входной характеристике, снятой принаходятся значения() . Далее рассчитываются соответ-ствуюцие значения э.д.с. генератора по формулеи строится сквозная характеристика ( рис. 4.10).

Пользуясь сквозной характеристикой, рис 4.10 нелинейные искажения можно рассчитать методом пяти ординат, суть которого сводится к следующему. Задавая входной сигнал в виде разложим несинусоидальный ток коллектора (при нелинейной сквозной характеристике) в ряд Фурье

При практических расчётах учитывают лишь первые четыре гармоники. Задавая ряд значений , получим 5 уравнений:

(4.10)

Разрешая систему уравнений (4.10) относительно амплитуд гармоник , можно найти формулы для их расчёта (формулы пяти ординат)

(4.11)

Входящие в формулы (4.11) значения тока определяются по сквозной характеристике при пяти значениях:

Зная амплитуды гармоник, легко вычислить коэффициент нелинейных искажений:

Анализируя формулы (4.11), нетрудно заметить, что при симметричной форме выходного тока (т.е. и) амплитуды чётных гармоник равны нулю. Для уменьшения нелинейных искажений в усилителях мощности часто применяется отрицательная обратная связь.

Двухтактные выходные каскады класса А.

Однотактные усилители мощности имеют малый к.п.д. и применяются обычно в тех случаях, когда необходимо получить небольшую мощность. Кроме того, постоянная составляющая тока коллекто­ра протекает через первичную обмотку выходного трансформатора и вызывает подмагничивание сердечника. При этом магнитная проницаемость сердечника уменьшается и, следовательно, уменьшается индуктивность первичной обмотки , что приводит к необходимости увеличения габаритов трансформатора и стоимости усилителя. Пульсации напряжения питания передаются выходным трансформатором в нагрузку, поэтому требуется источник питания с малыми пульсациями.

Выходной каскад, построенный по двухтактной схеме, поз­воляет устранить указанные недостатки. В двухтактных схемах (Рис 4.11)

Рис (4.11)

используются два одинаковых транзистора, работаю­щих в идентичных режимах. Сопротивление служит для ста­билизации режима и компенсации различия транзисторов по коэффициенту передачи тока.

На вход каскада подается симметричное относительно земли напряжение. Управляющие напряжения база-эмиттер транзисторов T1 и Т2 взаимно сдвинуты по фазе на 180°. Токи коллекторов транзисторов также сдвинуты по фазе на 180°

Потребляемый от источника питания ток, равный сумме токов ( ), в случае полной идентичности ( симметрии) плеч каскада не содержит переменной составляющей

Аналогично, токи эмиттера и базы, протекающие через сопротивления , и, также не содержат переменных составляющих. Таким образом, отпадает необходимость в конденсаторахи.

Коллекторные токи первого и второго транзисторов протекают через первичную обмотку выходного трансформатора в разных направ­лениях, поэтому магнитный поток в сердечнике и ток в нагрузке пропорциональны разности токов . Общая мощность, отдаваемая каскадом в нагрузку, в 2 раза больше мощности, отдаваемой транзистором каждого плеча. В сердечнике отсутствует постоянное подмагничивание. Пульсации напряжения источника питания не передаются через выходной трансформатор в нагрузку, так как пульсирующие токи протекают через половины первичной обмотки в противоположных направлениях.

Расчет двухтактного усилителя мощности в режиме А сводится к расчету одного плеча, а затем выходная мощность удваивается. Нагрузка одного транзистора по переменному току определяется выражением

где - коэффициент трансформации, причем-полное число витков первичной обмотки. Входная мощность, потребляемая обоими транзисторами, опре­деляется выражением, а входное сопротив­ление, приведенное к первичной обмотке входного трансформатора,

, где ,

При расчете нелинейных искажений следует иметь в виду, что полупериоды разностного тока симметричны при симме­тричных плечах каскада, т.е. четные гармоники в нагрузке отсут­ствуют. В этом случае коэффициент нелинейных искажений равен, где амплитуды гармоникиопределяются методом пяти ординат.

В реальных схемах всегда имеется асимметрия характеристик транзисторов и других элементов. Поэтому четные гармоники ,фон (вызванный пульсациям напряжения питания, проходящими в наг­рузку), постоянное подмагничивание полностью не уничтожаются , а лишь уменьшаются по сравнению с однотактной схемой. Дня реаль­ной схемы коэффициент нелинейных искажений находится по формуле

где b - коэффициент асимметрии плеч, зависящий от способа включения транзистора и отношения

В схеме с ОЭ транзисторы следует подбирать с одинаковыми величинами , Если параметры транзисторов отличаются не более, чем на 30%, то коэффициентb не превышает 0,1 – 0,15. При наличии сопротивления величинаb в 2-3 раза мень­ше. Для схемы с ОБ при и неподобранных транзисторах в плечах коэффициентb не превышает 0,05-0,07 . При ма­лом ,b может возрасти до 0,15-0,2.

Двухтактные выходные каскада применяются в режиме А срав­нительно редко, в связи с малым к.п.д. Чаще они работают в режиме В.

Двухтактные выходные каскады класса В

Принципиальные схемы двухтактных каскадов в классе В приве­дены на рис. 4.12 а и б. В классе В транзисторы T1 и Т2 рабо­тают поочередно. Каждый транзистор в течение одного полупериода входного сигнала открыт, а в течение другого - закрыт. Это обеспечивается за счет того, что между базой и эмиттером подаетсясмещение, немногим отличное от нуля. Схема может работать и при нулевом смещении с током. При этом выходная мощность максимальна, но резко возрастают нелинейные искажения из-за большой кривизны начального участка входной характеристики транзистора. Ток в нагрузке имеет форму, показаннyю на рис. 4.13.

Для уменьшения искажений устанавливается некоторый канальный ток .Величины токаи начального смещения( или) выбираются такими, чтобы характеристики обеих плеч схемы как бы дополняли одна другую , составляя общую прямую линию. Обычно ток, а

(4.14)

При иотдаваемая транзисторами в первич­ную обмотку мощность Р в 7,34 раза превышает мощность Р_к , рас­сеиваемую на коллекторе одного транзистора при максимальном входном сигнале. Если же каскад работает с переменным по ампли­туде входным сигналом, то мощность , рассеиваемая на коллекторах достигает максимального значения при некоторой про­межуточной амплитуде сигнала

,

Подставляя при этом условии в соотношение (4.14) равенст­ва (4.12) и (4.13) и пренебрегая током , получим

или при

(4.15)

Исследуя (4.15) на экстремум

найдем величину , при которой мощность, рассеиваемая на коллекторе, достигает максимального значения

Это значение может быть найдено из (4.15) при

Таким образом, максимальная мощность, отдаваемая двухтактным каскадом класса В в нагрузку, не должна превышать величины

На практике при выборе транзисторов пользуются белее жёстким неравенством: для того, чтобы избежать перегрева переходов. Коэффициент трансформации для одного плеча первичной обмотки выходного трансформатора составляет

, где ;

Начальное смещение , амплитуды входного тока и напряженияможно определить по входной характеристике транзистора (рис. 4.15).

Входная мощность, потребляемая транзистором равна , а полная входная мощность, с учетом потерь на сопротивлениисоставляет

Входное сопротивление одного транзистора ( другой заперт) а входное сопротивление каскада, пересчитанное к первичной обмотке трансформатора, определяется соотношением

Цепочка эмиттерной стабилизации в двухтактном каскаде класса В обычно не используется ,так как при переменном по амплитуде входном сигнале постоянная составляющая тока эмит­тера тоже будет изменяться, вызывая перемещение рабочей точки. Для оценки нелинейных искажений строится сквозная хара­ктеристика для одного плеча, причем входное напряжение плеча, а сопротивление источника сигнала

, где - выходное сопротивление транзистора предоконечного каскада;и- активные сопротивления первичной обмотки и половины вторичной обмотки входного трансформатора. По сквозной характеристике находятся номинальные значения тока, соответствующие напряжениями. Пять значений токовнаходятся из предположения, что в одном плече протекает ток в (1+b) раз отличающийся от номинального, а в другом - в (1-b) раз, и ток второго плеча имеет обратное направление. Тогда:

Далее для определения амплитуд гармоник используются формулы пяти ординат (4. 11).