книги из ГПНТБ / Розов В.М. Измерения и контроль в однополосном радиооборудовании

полезного сигнала. Появление таких продуктов в вч тракте пере­

датчика вызовет помехи приему других радиостанций (побочные излучения);

д)------составляющие, появившиеся из-за наличия в аппроксимиру ющем полиноме (2.2) члена в пятой степени (шестая графа). Из 1Н составляющих спектра частот, получающихся в данном случае, в рабочую полосу полезного сигнала могут попасть только сигна­ лы с частотами сор, 0)2; 2соi—coo; 2соо—сор 3coi—2co2l Зсог—2соi, кото­ рые создадут переходные и непереходные помехи в рассматривае­ мом и соседних каналах. Продукты с частотами 3coi—2м2 или Зсо2—2со 1называют продуктами пятого порядка. Как видно, в этом случае возникают также и продукты третьего порядка: 2coi—со2; 2сй2-- СОь

Как показывает приведенный анализ, нелинейные комбинаци­ онные искажения непереходного и переходного характера вызыва­ ются только членами полинома с нечетной степенью (а3, й5ит. д.). Так как искажения непереходного и переходного характера про­ являются обычно одинаковым образом, то в дальнейшем будем их называть просто нелинейными комбинационными искажениями. Членам полинома (2.2) четных степеней обязано появление ком­ бинационных продуктов с частотами вне спектра полезных ча­ стот, составляющих группу побочных излучений. Оценка этих ком­ бинационных продуктов важна только для передающей части од­ нополосной системы. На приемной стороне эти составляющие можно не принимать во внимание.

Покажем на численном примере распределение комбинацион­ ных составляющих, возникающих, например, в передатчике. Пусть в каждом канале двухканального передатчика передается по два синусоидальных колебания с частотами ^1=800 Гц и .Гг= 2000 Гц.

На рис. 2.4 показаны исходные сигналы (а)\ исходные сигналы, перенесенные в область рабочей частоты передатчика без иска­ жений (/о — несущая частота) (б)\ спектр на выходе передатчика с учетом нелинейности тракта передатчика (в) и спектр сигналов на выходах канала Ai или Bi приемника (г).

Рисунок 2.4s показывает, что спектр выходного сигнала обога­ тился дополнительными составляющими. Наряду с исходными сосоставляющими /0± 800 Гц и /о±2000 Гц в полосах каналов поя­ вились: 1) комбинационные составляющие третьего порядка (не­

р'2= /0—2F\=fo—1600 Гц; 4) комбинации третьего порядка от низ­ кочастотных сигналов каналов Ai и Bi: уг= 2(/о+800) —

—(/о—800) =|/о+2400 Гц и y'2 = 2(f0—800) —(/0+ 8ОО) = /0—2400 Гц; 5) наконец, комбинационные составляющие пятого порядка (пере-

32

ходного характера): е2 = 3(/0+800) —2(/0Ч-2000) = /0—1600 Гд и е'г = 3(/о—800)—2(/0—2000) —/о + 1600 Гц. Эти составляющие при данном выборе частот совпадают по частоте с продуктами вторых гармоник исходных сигналов с частотой Е; = 800 Гц каналов А. I! В).

Таким образом, в полосе канала А;, кроме исходных составля­

ющих, появляются их комбинационные продукты непереходного характера; комбинационные продукты переходного характера от исходных сигналов канала Bi и гармонические искажения за счет нч тракта.

Как следует из проведенного анализа, такие же составляющие будут и в канале В;.

Приведенный пример полностью справедлив и для групповых трактов, однополосных приемных устройств. Если на вход такого устройства подать исходный сигнал в виде четырех гармонических сигналов с -частотами /0±800 Гц и /О±2000 Гц, то в каналах А\ и В] можно будет наблюдать все составляющие, естественно,- сме­ щенные в нч область (рис. 2.4г).

Как уже отмечалось выше, прохождение сигнала, состоящего из трех синусоидальных колебаний с частотами со;, coj, cog, через

нелинейное устройство, амплитудная характеристика которого ап­ проксимирована степенным полиномом третьей степени, приводит к появлению в выходном сигнале, помимо комбинационных состав­ ляющих вида 2о)г—соjj 2o)j— 2со9—ш,- и т. д., также комбинацион­ ных составляющих вида coj+ coj—cog; сог- + со5—ю,-; .coj+ w5—он, кото­ рые могут иметь также переходный xapaKjep.

При увеличении в исходном сигнале количества гармонических составляющих колебаний резко возрастает количество комбина­ ционных составляющих в выходном спектре. Общее количество комбинационных составляющих третьего порядка можно опреде­ лить по известной формуле В. А. Котельникова.

J_ (N -\-2k — 1)!

(2.3)

2 N\(2k— 1)! ’

где k — количество основных синусоидальных колебаний на входе нелинейного устройства; N — степень нелинейности амплитудной характеристики устройства.

Так, например, при N = 3 (аппроксимация характеристики уст­ ройства полинома третьей степени) и -^=10 число составляющих на выходе нелинейного устройства, подсчитанных' по ф-ле (2.3), равно 770. Отсюда видно, как велико может быть количество ком­ бинационных составляющих в реальном спектре передачи при прохождении через систему, амплитудная характеристика которой описывается степенным рядом даже невысокого порядка. Отметим также, что суммарная мощность комбинационных составляющих может в десятки раз превышать мощность гармонических состав­ ляющих.

При многоканальном входном сигнале, например при уплотне­ нии телефонного канала несколькими (3—4 и более) телеграфны­ ми каналами, при нелинейной амплитудной характеристике груп­ пового тракта, описываемой, например, полиномом третьей степе­ ни, спектр частот на его выходе значительно расширяется. На рис. 2.5а для иллюстрации этого обстоятельства приведен спектр исходного группового сигнала, а на рис. 2.56 спектр в области ча­ стот, близкой к рабочей полосе, для группового сигнала на выхо­ де тракта с нелинейной амплитудной характеристикой. Рисунок 2.5б показывает, что в спектре выходного сигнала содержатся как исходные составляющие, так и многочисленные комбинационные продукты, как попадающие непосредственно в рабочую полосу, так и выходящие за ее пределы. Отметим также, что поскольку при рассматриваемом исходном сигнале комбинационные продук­ ты низких порядков оказываются внутри полосы исходного сиг­ нала, '.наибольшая мощность комбинационных продуктов оказы­ вается IBсередине рабочей полосы. При удалении от центра поло­ сы интенсивность комбинационных составляющих симметрично падает.

34

Величину Kfk называют коэффициентом нелинейных искаже­

ний порядка «к».

В общем случае к выбору амплитуд исходных сигналов не предъявляется никаких требований. Однако при измерении кон­ кретных устройств для сопоставимости и определенности резуль­ татов амплитуду напряжения каждого исходного сигнала устанав­ ливают равной половине амплитуды максимального допустимого (предельного, поминального) напряжения входного синусоидаль­ ного сигнала.

Часто значения Кгь выражают в децибелах, тогда

[К

икомб. сост. «£* порядка

K fk = 2 0 lg

Uоси. сост

Приведенный метод измерения нелинейности амплитудной ха­ рактеристики называется интермодуляционным или чаще методом двух тонов. Как видим, по этому методу измеряется и оценивается не прямо нелинейность амплитудной характеристики, а эффект, к которому она приводит при прохождении через устройство двух­ тонового сигнала. Такой результат измерений позволяет легче оценивать характеристики устройств.

Иногда используется суммарный коэффициент комбинационных искажений, который определяется следующим образом:

K U - / 4 + ** + - •

Если амплитудная характеристика устройства аппроксимиро­ вана многочленом третьей степени

У= я0 + а\ 11ъх + а2 U\x + а3 U3Bx,

\

то коэффициент комбинационных искажений третьего порядка мо­ жет быть определен по следующей простои формуле:

Экспериментальные измерения передатчиков и приемников по­ казывают, что в подавляющем большинстве случаев наибольшие значения имеют комбинационные составляющие третьего и пятого

Рис. 2.7

порядков :[4, 5, 6, 7, 8, 9, 10]. На рис. 2.6 и 2.7 приведены графики зависимостей коэффициентов комбинационных искажений К !к

третьего (а), пятого (б) и седьмого (в) порядков от уровня вход­ ных сигналов, снятых экспериментально на передатчиках мощно­ стью 30 и 10 кВт соответственно.

Из этих рисунков следует также, что коэффициент комбина­ ционных искажений третьего порядка существенно превосходит коэффициенты других порядков и, следовательно, для инженерных расчетов и измерений можно в основном пользоваться этим коэф­ фициентом.

Для современных передатчиков и приемников коэффициенты комбинационных искажений третьего порядка приблизительно равны —30-7-40 дБ и —55ч-70 дБ соответственно.

36

2.4. Побочные излучения

Как следует из предыдущего раздела, этот вид комбинацион­ ных продуктов целесообразно рассматривать лишь по отношению к передающим устройствам, где они образуются и откуда они мо­ гут через фидер и антенну попасть в среду распространения ра­ диоволн.

Согласно определению МККР i[l] побочными излучениями на­ зывают излучения на частоте или частотах, расположенных за пределами необходимой полосы, уровень которых может быть сни­ жен без' того, чтобы это повлияло на соответствующую передачу сигналов. К. побочным излучениям относятся гармонические излу­ чения, излучения нежелательных комбинационных составляющих, удаленных от необходимой полосы, и паразитные излучения.

Допуски на уровни побочных излучений рекомендуется опреде­ лять в единицах мощности (Вт, мВт), поступающей от передатчи­ ка на фидер антенны на частотах рассматриваемого побочного излучения. Паразитные колебания появляются в передатчике при наличии условий самовозбуждения на частотах, не зависящих от несущей частоты излучения и от частот, получающихся в процессе образования колебаний несущей частоты.

Возникновение гармонических и комбинационных составляю­ щих обусловлено нелинейностью амплитудной (модуляционной) характеристики передатчика и, в частности, работой ламп с отсеч­ кой анодного тока.

Амплитуду гармонической составляющей анодного тока лампы

гармоники.

При двухтактной (пока наиболее употребительной) схеме вы­ ходного каскада передатчиков с ОБП мощность, отдаваемая лам­ пами в колебательную систему, равна:

Pi = 2 ^ i - « A aSd//cYl(0),

где Ua— амплитуда напряжения на анодах ламп, В; Ей— напря­ жение анодного питания, В.

Из этих двух формул можно получить зависимость амплитуды тока п-й гармоники от угла отсечки при заданных Рл и Еа\

г „ Pi Уп (0)

которая принимает более простой вид, если учесть, что при уси­ лении модулированных колебаний (в том числе и однополосных)

37.

угол отсечки анодного тока выбирают около 90°. В этом случае

h n ~ 2-^-Уп (90°).

Эта формула позволяет судить лишь о потенциальных возмож­ ностях мощного каскада вырабатывать энергию на частотах гар­ моник. Мощность же, излучаемая на п-й гармонике, зависит так­ же от величины эквивалентной нагрузки для этой гармоники, вклю­ ченной в анодную цепь ламп выходного каскада, и от фильтрации колебательной системы выходного каскада. Мощность излучения на гармониках зависит также от схем связи колебательной системы передатчика с фидером, поскольку от этой схемы зависит соотно­ шение мощностей однотактной и двухтактной волн в фидере на гармониках.

Следует также упомянуть, что мощность излучения кв передат­ чиков на гармониках в диапазоне частот выше 40 МГц сильно уменьшается при включении фильтров на выходах передатчиков. Однако наличие этих фильтров ни в какой мере не облегчает из­ вестные трудности реализации колебательных систем для передат­ чиков средней и большой мощностей, работающих, например, во всем кв диапазоне (3—30 МГц), поскольку в соответствии с реко­ мендациями МККР [1] для любого побочного излучения средняя мощность, подведенная к антенне, должна быть, по крайней мере, на 40 дБ ниже мощности излучения на основной частоте, но в лю­ бом случае не должна превышать 50 мВт.

В приемном тракте не возникает явлений, аналогичных побоч­ ным излучениям по характеру вызывающих их процессов. Однако по характеру проявления побочным излучениям в передатчиках можно противопоставить прямое прохождение сигнала с частотой первого гетеродина из цепей этого гетеродина ко входу прием­

ника.

Поскольку частота этого сигнала изменяется вместе с наст­ ройкой приемника в широком диапазоне частот, а сам сигнал мо­ жет излучаться приемной антенной и тем самым служить помехой для других приемников, напряжение сигнала с частотой гетеро­ дина на входе приемного устройства нормировано. Оно не должно превышать 50 мкВ [4].

2.5.Искажения амплитудно- и фазо-частотных характеристик

Видеальных приемниках и передатчиках предполагается, что амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики строго линейны. При этом модуль коэффициента передачи и время за­ держки оказываются независимыми от частоты, а фазовый сдвиг изменяется пропорционально частоте. В реальных однополосных передатчиках и.приемниках указанные характеристики имеют от­ ступления от характеристик идеальных устройств, или, как гово­ рят, имеют искажения. Наличие искажений в амплитудно- и фазо­ частотных характеристиках тракта приводит к тому, что сигналы,

38

проходящие по этому тракту, получают амплитудно- и фазо-ча­ стотные искажения.

Зависимость модуля коэффициента передачи от частоты при­ водит к непостоянству амплитуд выходных сигналов при неизмен­ ных амплитудах входного сигнала.

Типичным и чаще всего встречающимся примером искажений является снижение модуля коэффициента передачи в области низ­ ких или высоких частот рабочей полосы или диапазона. На прак­ тике чаще измеряют неравномерность амплитудно-частотных ха­ рактеристик, которая характеризуется отклонением (в дБ) ампли­ тудно-частотной характеристики в диапазоне частот (Uir) от ее значения при какой-то определенной частоте, например, для нч трактов 1000 Гц. Практикуется также оценка неравномерности амплитудно-частотной характеристики по отношению (в дБ) зна­ чений напряжения на заданной частоте к максимальному получен­ ному напряжению:

Угх — 20 lg ^мако

Тракт однополосных устройств, ;по которому проходят переда­ ваемые сигналы, можно разбить на низкочастотный тракт, тракт промежуточной частоты и тракт высокой частоты.

Низкочастотные усилители выполняются с высокими качествен­ ными показателями — достигнута неравномерность амплитудночастотной характеристики порядка (0,2—0,5) дБ. Тракт высокой частоты ввиду большой полосы пропускания (порядка 50—100 кГц) и малой полосы полезного сигнала (7000—13000 Гц) практически не вносит амплитудно-частотных искажений. Неравномерность амплитудно-частотной характеристики тракта высокой частоты в диапазоне рабочих частот (3—30 МГц) в передатчиках сказывает­ ся на величине излучаемой мощности. Обычно на нижних часто­ тах диапазона мощность больше, а на высших — примерно на 20—30% меньше, чем на средних частотах диапазона.

В приемных устройствах эту неравномерность амплитудно-ча­ стотной характеристики легко удается ослабить настолько, что ее влиянием на чувствительность приемника можно пренебречь.

Амплитудно-частотные искажения в передатчиках и приемни­ ках вызываются, главным образом, неравномерностью амплитуд­ но-частотных характеристик трактов промежуточной частоты, а именно — канальными или разделительными фильтрами и в мень­ шей степени полосовыми усилителями.

На рис. 2.8 приведены характеристики модуля коэффициента передачи /((со) и фазо-частотная характеристика в том виде, как они обычно используются для теоретического анализа. На рисунке введены следующие обозначения: ©/ и шл — номинальные частоты начала и конца полосы пропускания; оц и ©2 — крайние частоты полосы, в которой неравномерность коэффициента передачи прене­ брежимо мала; ©о — средняя частота полосы пропускания; Кмакс

39

и /Сном — значения коэффициента передачи — максимальное и на крайних частотах полосы.

На рис. 2.9 приведены экспериментально измеренные амплитудно- и фазо-частотные характеристики для канального — квар­ цевого— фильтра. Характеристики этих фильтров отличаются ма­ лой неравномерностью (1—3) дБ в рабочей полосе частот и вы­ соким затуханием вне ее. Появление искажений в фазо-частотной характеристике приводит к искажениям передаваемого сигнала, которые характеризуются тем, что при изменении частоты входно­ го сигнала фаза выходного сигнала изменяется нелинейно с часто­ той [см. кривую срс(со) на рис. 2.8] либо при этом не остается пос­ тоянным время задержки.

Фазо-частотные и амплитудно-частотные искажения в мини­ мально фазовых системах, какими являются обычно фильтры и

Рис. 2,10

40