книги из ГПНТБ / Федосеев П.Г. Основы проектирования транзисторных стабилизаторов напряжения учеб. пособие для студентов специальности 0615 Звукотехника

б) условия согласования входа Та с выходом схемы управле­ ния (СУ) таковы, что для питания последней необходим доба­ вочный стабилизированный источник напряжения £/с т 2 .

Уменьшение мощности потерь в Тп достигается включением в цепь коллектора резистора RK (с соответствующей допустимой' мощностью рассеяния), а также использованием источника неиз­ менного напряжения смещения (мощного стабилитрона) в цепи эмиттера Тп. В последнем случае надлежащее согласование входа Тп и выхода схемы управления осуществляется без использования добавочного источника питания СУ. Чтобы пре­ дотвратить возможность появления больших обратных напря­

транзистором последний имеет максимальную мощность рас­ сеяния при минимальном токе нагрузки и максимальном напря­ жении сети.

Методика построения схем стабилизаторов с параллельным исполнительным транзистором и в бсобештости выпрямителей с нелинейными балластными сопротивлениями разработана не­ достаточно. В этой области имеются широкие возможности для постановки, в процессе курсового и дипломного проектирования, исследовательских' работ.

§ 3. СХЕМЫ ФОРМИРОВАНИЯ И УСИЛЕНИЯ СИГНАЛА ОШИБКИ

От построения усилителя сигнала ошибки и схемы сравнения напряжения обратной связи с напряжением задающего стаби­ литрона существенно зависят статическая точность работы ста­ билизатора, температурный дрейф выходного напряжения, устойчивость и динамические показатели (частотный диапазон возмущений, эффективно ослабляемых стабилизатором).

Схемы на основе однокаскадного усилителя с общим эмиттером

Чаще всего в стабилизаторах используют нелинейную мосто­ вую схему сравнения, одним из плеч которой является кремние­ вый опорный стабилитрон КС\, а для усиления сигнала ошибки — однокаскадный УПТ по схеме ОЭ (рис. 11.5,а).

Делитель обратной связи Rj—Rn — R2 и цепь стабилитрона необходимо включать непосредственно к выходным зажимам стабилизатора с тем, чтобы падение напряжения в монтажных проводах силовой цепи не влияло на сигнал ошибки.

В качестве опорных служат маломощные стабилитроны, се­

30

С целью термокомпенсации в цепь делителя обратной связи включают диоды или кремниевые стабилитроны в прямом на­ правлении (ТКН прямого напряжения р-п перехода отрица-

5х

Рис. II.5

телен). Стабилитрон и термокомпенсирующие диоды в конструк­ ции стабилизатора должны располагаться так, чтобы их темпе­ ратурный режим был одинаковым (как при установившихся, так и при переходных тепловых процессах). Иногда КС\ и Д к располагают в общем тепловом экране.

31

Существенно меньшим ТКН обладают прецизионные стаби­ литроны, которые в одном корпусе содержат один обратный и два прямых р-п перехода. Их ТКН составляет 0,005—0,02%/°С (Д818А —Д818Г) и" 0,0005—0,005%/°С (КС196А — КС196Г). Дифференциальное сопротивление этих стабилитронов несколько больше — порядка 18—25 Ом.

Когда стабилизатор имеет низкое выходное напряжение ( £ / п =5ч - 8 В), могут быть использованы стабилитроны КС133А — КС168А с напряжением стабилизации от 3 до 7 В. Эти стабили­

получается достаточно глубокой, а коэффициент усиления УПТ небольшим, что не позволяет получить высокую точность ста­ билизации.

Поэтому в 'низковольтных стабилизаторах часто применяют стабилитроны с нормальным напряжением стабилизации, питае­ мые от отдельного выпрямителя. В схеме рпс. 11.5,6 опорный стабилитрон КС{ получает питание от вспомогательного выпря­ мителя .напряжением £ / В з ~ ( З ч - 4 ) £ К с 1 . Применение двухкаскадного параметрического стабилизатора позволяет поддерживать опорное напряжение неизменным с необходимой точностью (при­ мерно на порядок больше, чем точность стабилизации выходного напряжения).

В данном случае делитель обратной связи включен на сум­ марное напряжение£/и л-+ £Л<с1 и должен иметь коэффициент передачи

используется сумма напряжений вспомогательного параметри­

В стабилизаторах с относительно высоким выходным напря­ жением ( £ / и ^ 3 0 В) часто включают несколько маломощных стабилитронов последовательно. Это позволяет получить коэф­ фициент передачи делителя, близкий к единице (/СДЕ = 0,7 — 0,9), и тем самым сохранить высокое петлевое усиление. Применение

32

силовых стабилитронов Д816—Д817 с напряжением стабилиза­ ции от 22 до 100 В неоправдано, так как они имеют большой ТК.Н и рабочий ток от 50 мА и больше.

Для того, чтобы однокаскадный УПТ имел большое усиление, сопротивление в цепи коллектора Ту должно быть достаточно велико.

Чтобы иметь возможность увеличить RK при нормальном ра­ бочем токе транзистора для питания УПТ приходится применять отдельный источник (с7в 2 ). Кроме того, обычный каскад ОЭ имеет значительный коэффициент передачи возмущения со сто­ роны источника питания ( Q y ~ l ) , что снижает коэффициент стабилизации устройства. Поэтому в стабилизаторах высокой точности для питания УПТ, кроме вспомогательного выпрями­ теля, используют добавочный параметрический стабилизатор (элементы, показанные пунктиром на рис. II . 5, а,в). Все эти меры делают схему более сложной и дорогой.

Хорошие результаты по точности и высокую экономичность за счет исключения вспомогательных источников питания дает схема усилительного каскада с «динамической» нагрузкой, т. е. токостабилизирующим двухполюсником на транзисторе Тп в ка­ честве коллекторной нагрузки Ту (рис. II.5,г).

Транзистор Г д противоположного типа проводимости по срав­ нению с Ту имеет заданное с помощью диода Д Б смещение на базе. Рабочий ток коллектора 7"д задается выбором сопротивле­ ния в цепи эмиттера:

/ Д = ^ " " f t o , , const, (17)

где С/ДБ —напряжение диода Д Б (обычно стабилитрона), вклю­

ченного в прямом направлении;

tVcoo—пороговое напряжение эмиттерного перехода Гд . Дифференциальное выходное сопротивление коллектора Г д

в такой схеме весьма велико (близко к выходному сопротивле­ нию транзистора в схеме с общей базой). Поэтому сопротивле­ ние нагрузки по переменному току для усилительного каскада определяется, главным образом; входным сопротивлением согла­ сующего каскада на транзисторе Tci, которое также достигает нескольких десятков килоом. Это дает возможность получить высокий коэффициент усиления по. напряжению, т. е. большое петлевое усиление.

Наряду с этим, каскад с динамической нагрузкой имеет не­ большой коэффициент передачи возмущений со стороны источ­ ника питания («Зуд < <2у(оэ))-

Последнее объясняется тем, что ток коллектора Тд стабили­ зирован, т. е. с ростом ив], когда падение напряжения на уча­ стке коллектор — эмиттер Тя растет, ток коллектора Ту сохра­ няется практически неизменным. Следовательно, для сохране­ ния постоянного потенциала коллектора Ту, т. е. напряжения

на входе Г с ь не требуется увеличения сигнала ошибки, как это имело место в обычном каскаде по схеме ОЭ.

Некоторым недостатком каскада с динамической нагрузкой является значительное выходное сопротивление, что увеличивает выходное сопротивление стабилизатора при разомкнутой обрат­ ной связи. Однако большое петлевое усиление в стабилизаторе, имеющем каскад с динамической нагрузкой, позволяет получить выходное сопротивление стабилизатора в целом меньше, чем у стабилизатора с обычным каскадом усиления по схеме ОЭ, питаемым повышенным напряжением.

Эмиттерно-связанные и дифференциальные У П Т

При повышенных требованиях к долговременной стабильно­ сти усиления и тепловому дрейфу собственно усилителя сигнала ошибки применяют схемы с эмиттерно-связанными и дифферен­ циальными каскадами УПТ, показанные на рис. П.6.

Так как ТУ2 работает в режиме эмиттерного повторителя, на­ пряжение на сопротивлении R9 сохраняется неизменным, тогда как изменение выходного напряжения вызывает соответствую-

34

щее изменение потенциала базы Ту. Поэтому формирование сигнала ошибки происходит точно так же, как в обычном однокаскадном УПТ. Поскольку выходное сопротивление эмиттер-

'то обратная связь по току в каскаде на 7"у1 оказывается неглу­ бокой (хотя Rs велико), а коэффициент усиления большим.

Достоинством эмиттерно-связанного каскада УПТ является частичная компенсация теплового дрейфа транзисторов 7"у1 и

шении температуры и прочих неизменных условиях создает тен­ денцию к увеличению падения напряжения на RKi, что должно было бы привести к уменьшению выходного напряжения стаби­ лизатора (как, например, в схеме рис. 11.5,а).

Однако поскольку одновременно с ростом температуры воз­ растает ток коллектора Ту2, то на сопротивлении R3 создается приращение напряжения, дополнительно уменьшающее разность

достигается компенсация теплового дрейфа. В результате потен­ циал точки а сохраняется практически неизменным, несмотря на колебания температуры.

Точность термокомпенсации зависит от многих факторов — параметров конкретных транзисторов Ту1 и Ту2, соотношения их рабочих токов, тщательности настройки и т. д.

Более точной термокомпенсации добиваются в дифференци­ альных каскадах УПТ (рис. 11.6,6). В такой схеме транзисторы Tyi и Ту2, сопротивления источников сигнала на базах Tyi и Ту2, Rui и i?K2, а также сопротивления внешних нагрузок, присоеди­ ненных к точкам а и б, выбираются равными. В этих условиях по отношению к выходным точкам аб дифференциальный УПТ можно считать подобным уравновешенному мосту постоянного

зования дифференциальных каскадов можно ослабить влияние теплового дрейфа и нестабильности UB2 на 20—30 дБ.

Однако в стабилизаторах напряжения указанные выше усло­ вия симметрии выполнить точно не удается по следующим при­

35

току); б) для выравнивания сопротивлений нагрузок, присоединен­

ных к точкам а и б, последующий каскад также необходимо вы­ полнять в виде дифференциального, что приводит к неоправдан­ ному усложнению схемы стабилизатора;

в) с точки зрения уменьшения теплового дрейфа стабили­ затора необходимо сохранять постоянство потенциала точки а (или б) относительно общего провода, что в дифференциальном каскаде по существу не выполняется (этот каскад ослабляет дрейф в смысле независимости разности потенциалов между точками аб от температуры).

Поэтому применение дифференциальных каскадов в стаби­ лизаторах оказывается менее эффективным, чем в обычных уси­ лителях постоянного тока.

При использовании эмиттерно-связанных или дифференци­ альных каскадов стабилитрон КС^ должен иметь малый ТКН (серии Д818, КС 196) либо должны применяться обычные схемы термокомпенсации теплового дрейфа.

Двухкаскадные усилители сигнала ошибки

Для увеличения петлевого усиления применяют двухкаскад­ ные УПТ. (Несколько вариантов схем показано на рис. I I . 7). В двухкаскадном УПТ на транзисторах разного типа проводи­ мости (рис. II.7, а) оба каскада имеют схему ОЭ; так как при введении второго каскада дополнительно поворачивается фаза сигнала, в схеме сравнения изменяют включение опорного ста­ билитрона. Достоинством схемы с транзисторами разного типа проводимости является сравнительно малый коэффициент пере­ дачи возмущений QY, поскольку при изменении 0В1 ток коллек­ тора Ту2 должен сохраняться почти неизменным.

В схеме рис. 11.7,6 оба каскада УПТ выполнены на транзи­ сторах одного типа проводимости. Чтобы сохранить знак обрат­ ной связи при обычном включении опорного стабилитрона КСи первый каскад включен по схеме ОБ и имеет небольшое входное сопротивление. В данном случае необходимо иметь низкоомный

ров с повышенным выходным напряжением из-за значительной мощности потерь в Ri и R2. На рис. II.7, в усиливающие транзи­ сторы 7yi и Ту3 включены по каскодной схеме, а с целью ком­ пенсации теплового дрейфа первый каскад выполнен на тран­ зисторах 7"У1 и ТУ2 с общей нагрузкой в цепи эмиттера. Усиление

36

первого каскада мало, так как сопротивление Rm должно иметь небольшую величину, поскольку входное сопротивление транзи­ стора Гу 3 , включенного по схеме ОБ, невелико.

Ria, как в предыдущем случае, не накладывается.

Сопоставляя рассмотренные двухкаскадиые УПТ, нетрудно

согласование режимов по постоянному току, тогда как в схемах рис. 11,7, б, г в качестве источника напряжения смещения для транзисторов второго каскада необходимо применять дополни­ тельные стабилитроны (КС2, KCS) или делители напряжения. Стабилизаторы с двухкаскадным УПТ, вследствие большого петлевого усиления, как правило, самовозбуждаются. Поэтому необходимо применять специальные меры, обеспечивающие устойчивость — например, вводить местные частотнозависимые обратные связи (шунтировать промежуток база — коллектор Г у емкостью или цепочкой R = C и т. п.).

§ 4. СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ СТАБИЛИЗАТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ

Простейшие ТСН

Наиболее простыми являются ТСН, выполненные на основе эмиттерного повторителя, который можно рассматривать как каскад по схеме ОЭ с единичной (100%) обратной связью по напряжению. Поскольку выходной ток стабилизатора достаточно велик (1п ^ 0,5 Л), то эмиттерный повторитель выполняют двух­ каскадным, в котором транзистор первого каскада является со­

Точность работы стабилизатора при колебаниях напряжения выпрямителя Bt в основном зависит от коэффициента стабили­ зации параметрического стабилизатора на стабилитроне КСХ, Точность работы последнего тем выше, чем больше величина балластного Re и меньше величина дифференциального сопро­ тивления /?д стабилитрона. Для увеличения Rq следует брать большое напряжение источника питания, так как

Однако чем больше Um по сравнению с I W , тем больше потери мощности в исполнительном транзисторе.

Поэтому в схеме рис. II.8, а удается получить коэффициент стабилизации порядка 20—30. Для увеличения соотношения Re\ и ^?д1 целесообразно осуществить питание задающего параметри­ ческогостабилизатора от дополнительного источника с повы-

38

шейным напряжением; кроме того, в этом случае в качестве задающего можно использовать двухкаскадный параметри­ ческий стабилизатор (рис. 11.8,6).

В последней схеме коэффициент стабилизации параметри-

Другим способом повышения точности является использо­ вание токостабилизирующего двухполюсника на транзисторе Та (рис. II.8, в). Поскольку ток коллектора Г д мало изменяется при

а, а* (?&

колебаниях (7 в Ь положение рабочей точки на характеристике стабилитрона сохраняется почти неизменным. Это обеспечивает высокую стабильность напряжения ЕКС]. Для термокомпенсации последовательно стабилитрону могут быть включены диоды Дк

Так как стабилитроны имеют значительный разброс напря­ жений стабилизации ( ± 1 0 % ) , то для точной установки вели­ чины выходного напряжения часто вводят регулировочный делитель (рис. П.8, г). Рабочий ток делителя Ru— Ri следует брать достаточно большим (5—10 мА), чтобы его выходное