книги из ГПНТБ / Миловзоров, В. П. Электромагнитные устройства автоматики учебник

ность которых превышает примерно 10_8-н10- ®вт. Для усиления более слабых сигналов рекомендуется дифференциальная или мосто­ вая схема. При использовании этих схем в качестве усилителей на­ пряжения нагрузку включают обычно через повышающий трансформа­ тор (рис. 6.2). Изменения полных сопротивлений обмоток этого тран­ сформатора влияют лишь на величину и фазу напряжения на нагруз­ ке, не вызывая ухода нуля. Потенциометр наряду с цепями смещения служит для установки нуля основной гармоники выходного напряже­ ния. Если вторичный ток трансформатора отсутствует, а током холо­ стого хода можно пренебречь, то перемещения рабочих точек (см. рис. 6.1) для дифференциальной и мостовой схем аналогичны пере­ мещениям для трансформаторной схемы.

При тщательном изготовлении и стабилизированном питании уси­ лители, выполненные по схемам рис. 6.2, могут обеспечить в течение 8 ч работы стабильность нуля (порог чувствительности), соответст­ вующую сигналу мощностью 10-14-^10-12 вт [1.5].

§ 6.2. МОДУЛЯТОРЫ С ВЫХОДОМ НА УДВОЕННОЙ ЧАСТОТЕ

Магнитные модуляторы с выходом на удвоенной частоте основаны на исполь­ зовании четных гармоник э. д. с., наводимых в обмотке управления простейшего усилителя при гу -> оо (см. § 2.2).

Основные схемы таких магнитных усилителей приведены на рис. 6.3. Обмот­

Рис. 6.3. Схемы магнитных усилителей напряжения с вы ходом на удвоенной частоте

изменение фазы выходного напряжения на 180°. В схеме рис. 6.3, а конденсатор С препятствует проникновению сигнала постоянного тока в первичную обмотку выходного повышающего трансформатора Тр, а индуктивность L обеспечивает режим вынужденного намагничивания. В схеме рис. 6.3, б осуществлено после­ довательное соединение входа и выхода. Конденсатор С2 шунтирует источник сиг­ нала, и выходное напряжение удвоенной частоты оказывается приложенным к первичной обмотке выходного трансформатора, которая выполняет роль ин­ дуктивности, необходимой для обеспечения режима вынужденного намагничи­ вания. В схеме предусмотрена возможность снижения напряжения небаланса, состоящего из нечетных гармоник и обусловленного неидентичностью сердеч­ ников, путем изменения положения движка потенциометра П и емкости Сх.

J30

возбуждения периодически меняет индуктивность обмотки wy, в ре* зультате чего ток в цепи, состоящей из сопротивления R и обмотки Wy, начинает пульсировать. Першенная составляющая падения на­ пряжения от этого тока на сопротивлении R и представляет собой по существу выходное напряжение.

Процесс в идеализированном виде можно пояснить следующим образом. В начале первого полупериода (сat — 0) индуктивность об­ мотки управления Ly возрастает до значения L0 (см. рис. 6.4, в).

Рис. 6.4. Модулятор со взаимно перпендикулярными по­ лями:

а — к о н с т р у к ц и я ; б — с х е м а с о е д и н е н и й ; е — п р и н ц и п р а б о т ы

в этой индуктивности, не может мгновенно изменяться, то ток іу при со/ = 0 должен уменьшиться до нуля. Затем ток іу, а вместе с ним и продольный поток Фу начинают нарастать по экспоненциальному за­ кону с постоянной времени

В момент a>t — п вследствие падения проницаемости поток Фу начинает уменьшаться, наводя в wy э. д. с., которая складывается с сигналом Uу, и ток іу достигает величины / т . После исчезновения потока Фу и до конца полупериода ток управления остается равным:

уR + R y

Кривая выходного напряжения, равного iyR, повторяет форму кривой тока управления / у. С помощью емкости С из него может быть выделена переменная составляющая.

132

Модулятор с поперечным полем не создает усиления по напряже­ нию, он только, модулирует напряжение постоянного тока. В самом деле, среднее значение тока / у определяется выражением (6.10) (вы­ брос тока во втором полупериоде компенсируется снижением тока в первом полупериоде), а сопротивления/^ и R y можно рассматривать как делитель напряжения. Поэтому

Основное преимущество модуляторов этого типа состоит в наибо­ лее высокой стабильности нуля по сравнению со всеми другими маг­ нитными модуляторами. Это объясняется тем, что никакие изменения поперечного потока Фв при отсутствии продольного потока Фу, т. е. управляющего сигнала, не могут наводить э. д. с. в обмотке доу, так как благодаря взаимно перпендикулярному расположению об­

Модуляторы с перпендикулярными полями могут модулировать сигналы постоянного напряжения, начиная с 10—20 мкв [1.51.

§6.4. ФЕРРОЗОНДЫ

Фе р р о з о н д а м и называют магнитные элементы автомати­ ки, служащие для измерения напряженности внешних магнитных полей. Феррозондовые устройства применяют для разведки полезных ископаемых, в навигационных системах, для изучения магнитного поля Земли и космического пространства и т. п.

По существу феррозонды являются магнитными модуляторами,

укоторых напряженность управления создается не обмоткой стоком,

аизмеряемым магнитным полем.

Наиболее распространен феррозонд, представляющий собой ана­ лог магнитного модулятора с выходом на удвоенной частоте. Он со­ стоит из двух тонких пермаллоевых стержней-сердечников (рис. 6.5, а), уложенных в каркасы параллельно друг другу. Поверх каркасов на­ мотаны обмотки, питающиеся переменным током и включенные ана­ логично рабочим обмоткам модуляторов. Их называют обмотками воз­ буждения. Оба стержня-сердечника охвачены выходной (вторичной) обмоткой, в которой и создается выходное напряжение.

Поскольку сердечники феррозондов являются разомкнутыми маг­ нитопроводами, рассмотрим метод построения кривых намагничива­ ния таких сердечников, используя понятие размагничивающего поля

(см. § 1.3).

Согласно этому методу, под действием внешнего поля на концах разомкнутого сердечника возникают магнитные полюсы (рис. 6.5, б),

133

которые создают внутри сердечника размагничивающее поле Я р, направленное противоположно внешнему полю Н. Напряженность размагничивающего поля

Но

где jV — к о э ф ф и ц и е н т р а з м а г н и ч и в а н и я (размаг­ ничивающий фактор). Этот коэффициент зависит от формы и соотно­ шения размеров сердечника и, если форма сердечника отличается от эллипсоида вращения, может быть различным даже для разных точек

Рис. 6.5. Схемы феррозондов и кривая намагничивания разомкнутых сердечников

одного и того же сердечника. Поэтому для цилиндрических или пря­ моугольных сердечников пользуются усредненными значениями это­ го коэффициента, которые можно вычислить по формуле [1.13],

“ ('’ - І 'i)

где s — площадь поперечного сечения сердечника; I — длина сердеч­ ника: б и h — поперечные размеры сердечника; Іш— длина участка сердечника с размещенной на нем обмоткой; км с — коэффициенты, значения которых приведены в табл. 6.1.

134

Напряженность истинного поля Яивнутри разомкнутого сердечни­ ка равна разности напряженностей внешнего Я и размагничивающего

Я р полей:

Яи = Я — Яр.

Это означает, что точки кривой намагничивания с одинаковой

вой намагничивания материала можно графически построить кривую намагничивания разомкнутого сердечника.

Пусть средняя (см. § 1.3) кривая намагничивания разомкнутого сердечника феррозонда может быть аппроксимирована полиномом

Как и в обычных магнитных усилителях, обмотки переменного тока феррозонда соединены так, чтобы напряженность измеряемого по­ стоянного магнитного поля Я0 в один и тот же момент времени скла­

Подставляя в (6.11) разность и сумму Я0 и Я ^, получим:

В' = аН0— аН ^ + ЬН\ —ЗЬН% Я „ + 3ЬН0 H l — bHL ;

В" = аН0+ аН^ + ЬНІ + 3ЪЩ Я _ + 3ЬН0 H I + ЬНI.

Выходная обмотка охватывает оба сердечника, поэтому

В обмотках переменного тока протекает синусоидальный ток, создающий напряженность

Подставим Н„из (6.14) в (6.13):

ß Bbls = 2оЯ0 + 2ЬН*+6ЬН0 Нгтsin2 юг,

и, заменяя 2sin2 ю/= 1—cos 2оо/, получим

135

будет пропорциональна измеряемому магнитному полю Н0 и будет представлять собой э. д.с. удвоенной частоты по отношению к току об­

моток возбуждения.

При изменении направления поля Н0, как это следует из (6.16), выходная э. д. с. меняет фазу на 180°. Значит, феррозонд является реверсивным устройством. Более того, выходная э. д. с. пропорцио­

параллельной (рис. 6.5, а) осям сердечников. Это позволяет исполь­ зовать феррозонды для измерения направлений вектора напряженно­ сти магнитного поля. При измерениях чаще всего применяют компен­ сационный метод, при котором измеряемое поле компенсируется рав­ ным по величине и противоположным по направлению полем, создавае­ мым постоянным током /„ в обмотке wK, охватывающей оба сердечни­ ка. Изменяя величину /к, добиваются отсутствия э. д. с. частотой 2/ на зажимах выходной обмотки, что и свидетельствует о достигнутой компенсации. При этом величина тока /н пропорциональна измеря­ емому полю Н0.

На рис. 6.5, г представлена схема феррозонда на одном сердечни­ ке, в которой для развязки цепей возбуждения и выхода использо­ ваны взаимно перпендикулярные поля. Сердечник представляет собой отрезок ферромагнитной проволоки круглого сечения, по которой про­ текает ток возбуждения. Принцип работы феррозонда этого типа по существу совпадает с принципом работы магнитного модулятора с поперечным полем и заключается в том, что под действием поля воз­ буждения изменяется магнитная проницаемость сердечника, и при наличии поля Н0 продольная составляющая индукции начинает пуль­ сировать, наводя в Щвых э. д. с. удвоенной частоты.

Г л а в а VII

ПРИМЕНЕНИЕ МАГНИТНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

§7.1. ТРЕХФАЗНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Вмощных системах автоматического регулирования целесообраз­ но применять трехфазные магнитные усилители, обеспечивающие равномерную нагрузку фаз питающей сети, а в случае нагрузки на выпрямленном токе — малую величину его пульсаций.

Трехфазные усилители используют в системах автоматизирован­ ного электропривода, автоматического регулирования режимов работы электропечей, установок электросварки, стабилизаторов напряже­ ния, автоматического управления станками, кранами и т. д.

Подобно трансформаторам трехфазные магнитные усилители мож­ но выполнять либо в виде групповой схемы, состоящей из трех одно­ фазных усилителей, либо в специальном трехфазном исполнении.

136

На рис. 7.1 приведены схемы трехфазных групповых усилителей, которые состоят из трех простейших двухсердечниковых усилителей, включенных между зажимами А, В и С фаз сети и нагрузкой. Схема рис. 7.1, а представляет собой усилитель без обратной связи с выхо­ дом переменного тока. Если к точкам а, Ь, с этой схемы подключить вместо трехфазной нагрузки схему рис. 7.1,6, то схема рис. 7.1, а превращается в схему усилителя с выходом постоянного тока. При­ чем схема рис. 7.1, б благодаря выпрямлению трехфазного тока име­ ет значительно меньшую пульсацию выходного напряжения, чем од­ нофазная мостовая схема.

Рис. 7.1. Групповые схемы трехфазных магнитных усилителен

Для повышения коэффициента усиления групповой усилитель можно выполнить из трех усилителей с самонасыщением ,(рис. 7.1, в). Такой усилитель легко превращается в усилитель с выходом посто­ янного тока (рис. 7.1. г) при соответствующем включении вентилей. При этом, как и в схеме рис. 7.1, б, выпрямленное напряжение обла­ дает малой амплитудой пульсации.

Во всех схемах рис. 7.1 обмотки управления трех усилителей сое­ динены последовательно и переменная э. д. с., наведенная в них, состоит только из шестой и кратных ей гармоник.

Конструктивно каждый однофазный усилитель, входящий в групповую трех­ фазную схему, можно выполнить по любому из вариантов рис. 2.2, а—г.

Расчет группового трехфазноіо усилителя сводится к расчету каждого одно­ фазного усилителя на фазовые ток и напряжение и может быть произведен по методу, изложенному в § 3.7.

Схема усилителя специального трехфазного исполнения значи­ тельно проще групповой схемы и состоит из трех П- или Ш-образных

137

сердечников, трех рабочих обмоток и одной обмотки управления, охватывающей три сердечника (рис. 7.2, а, б).

Рабочие обмотки могут быть соединены звездой (рис. 7.2, в) или треугольником (рис. 7.2, г). Соединение треугольником применяют реже, так как рабочие обмотки образуют в этом случае короткозамкну­

Если нагрузка симметрична, то в обмотке управления не наводится э. д. с. основной гармоники, потому что, как известно, сумма мгновен­ ных значений симметричной трехфазной системы напряжений равна нулю. Следовательно, равна нулю и сумма мгновенных значений магнитных потоков трех сердечников, к обмоткам которых приложена симметричная трехфазная система напряжений. Однако если нагруз-

Рис. 7.2. Конструкции (а, б) и схемы соединений (в, г)

т.рехфазных магнитных усилителей

ка нелинеина, то даже при симметричных напряжении сети и нагрузке в последней появляются токи и напряжения не только прямой, но и нулевой последовательности. Вывод о равенстве нулю суммы мгновен­ ных значений магнитных потоков справедлив только для потоков прямой последовательности, потоки же нулевой последовательности на­ гатят в обмотке управления переменные э. д. с. Рассмотрим подробнее физические процессы, происходящие в трехфазном усилителе.

На рис. 7.3, а показаны кривые, характеризующие процессы каж­ дой из трех фаз усилителя, собранного по схеме рис. 7.2, в. Нагрузка принята чисто активной. Предполагается, что Zу-н>-оо, т. е. имеет место режим вынужденного намагничивания. Обмотка управления создает постоянную во времени напряженность Я_у = const, которая определяет исходную точку 0 на кривой намагничивания, принятой для упрощения безгистерезисной.

Анализ процесса удобнее начать с отрицательного полупериода фазового напряжения. В начале полупериода под действием напряже­ ния и ток в обмотке дар увеличивается, растет напряженность Н ^, направленная навстречу напряженности Н у и рабочая точка переме­ щается по горизонтальному участку 0-1 кривой намагничивания.

133

На участке 1-2 рабочая точка опускается по кривой намагничивания при неизменном токе и напряженности рабочей обмотки, а напряже­ ние фазы уравновешивается суммой э. д. с. рабочей обмотки и падения напряжения, создаваемого неизменным током / = H yl/wp, на нагруз­ ке. На рис. 7.3, а заштрихована та часть кривой напряжения, кото­ рая уравновешивается э. д. с. рабочей обмотки. На участке 2-3 рабочая

создает падение напряжения от тока на нагрузке.

Рис. 7.3. Процессы в трехфазном магнитном усилителе

Таким образом, в положительный полупериод до точки 3 ток течет навстречу напряжению питающей сети. В этой точке сердечник насыщается, и ток, меняя направление, увеличивается скачком до значения, при котором напряжение сети уравновешивается падением на нагрузке. До конца положительного полупериода (точка 5) ток в рабочей цепи изменяется по синусоиде, а затем процесс повторяется. При изменении тока управления изменяются напряженность / / у

имомент скачка тока в нагрузке. Так происходит управление током

внагрузке.

Складывая сдвинутые на 120° кривые токов фаз А , В и С (рис. 7.3, б), получим кривую тока в нулевом проводе і0. Нетрудно заметить, что кривая тока состоит из третьей и кратных трем гармоник.

Найдем величину э. д. с., наводящейся в обмотке управления. Если принять сопротивление обмоток шр чисто индуктивным, то от каж­ дой рабочей обмотки в обмотке управления наводится э. д. с., равная

139