638_Nosov_V.I._RRL_STSI_Osnovy_TSPS__i_postroenija_RRL_

стволам. При этом УУРПД по служебному каналу сообщает УУРПР о выполнении принятой команды.

3.2.2 Блок модулятора

После модуля резервирования стволов сигнал STM-1 восьмью потоками суммарной скоростью 155520 Кбит/с поступает на многоуровневый кодер. В этом модуле: к входному цифровому потоку прибавляется дополнительный за-

головок радио цикла (RFCOH – Radio Frame Complementary Overhead); произ-

водится скремблирование; осуществляется избыточное кодирование (FEC – Forward Error Correction); производится размещение полученных цифровых потоков на фазоамплитудной плоскости сигнала модулятора рис. 3.10 [3].

Рисунок 3.10 – Структурная схема многоуровневого кодера

Впреобразователе скорости 1 осуществляется увеличение суммарной скорости восьми цифровых потоков на 4,24 Мбит/с за счет того, что тактовая частота считывания из буферной памяти превышает тактовую частоту записи информации в эту память. В результате такого преобразования в выходных потоках образуются тактовые интервалы свободные от информационных символов.

Вмультиплексоре дополнительного заголовка радио цикла (рис. 3.10, 3.11) в свободные тактовые интервалы вставляются информационные символы служебных сигналов.

191

Рисунок 3.11 – Структура сигнала на выходе многоуровневого кодера

Основные из этих служебных сигналов: цифровой поток 2,048 Мбит/с (WS – Way Side), доступный на каждой станции, который может использоваться в качестве низкоскоростного раздаточного ствола; служебные каналы (DSC – Data Service Channel) для связи передающей и приемной сторон блока управления резервированием и для сбора информации о состоянии оборудования станций системой теленаблюдений; канал для автоматической регулировки мощности передатчика при появлении замираний сигнала на приемной стороне (ATPC

– Automatic Transmitter Power Control ).

Цифровой поток 2,048 Мбит/с может использоваться для ввода и выделения информации на всех станциях, включая промежуточные, в то время как основной цифровой поток 155.52 Мбит/с может использоваться для ввода и выделения информации только на узловых и оконечных станциях. С помощью цифрового потока 2,048 Мбит/с можно организовать передачу: тридцати цифровых каналов ОЦК по 64 кбит/с каждый; трехсот или шестисот каналов при применении статистического уплотнения (использование пауз в каналах для передачи сигналов) и сокращения избыточности речевого сигнала в кодере с линейным предсказанием; сигнала цифрового телевидения в стандарте MPEG.

Пять служебных каналов DSC по 64 кбит/с каждый, организуемые в дополнительном заголовке радио цикла используются следующим образом. Один канал используется как канал служебной связи между устройствами управления резервированием на передающем и приемном концах участка резервирования рис. 3.9. Оставшиеся четыре канала DSC используются в системе теленаблюдения SS (Supervisor System) для сбора информации о состоянии (до 256 параметров) каждой из радиорелейных станций. Два канала используются на нижнем уровне системы теленаблюдения LSS, с помощью которых информация о состоянии радиорелейных станций передается на главные станции. С помощью третьего служебного канала организуется сбор информации с главных станций на среднем уровне системы теленаблюдений MSS. И, наконец, четвертый канал используется для сбора информации со станций уровня MSS на главный (центральный) CSS уровень системы теленаблюдений.

192

Еще один служебный канал, организуемый в дополнительном заголовке радио цикла используется для автоматической регулировки мощности передатчика ATPC. Известно [2,10], что в радиорелейных линиях связи для выполнения нормы на устойчивость работы линии мощность передатчика выбирается с учетом запаса на замирания РЗАМ

где РПД НОМ – номинальная мощность передатчика, необходимая для обеспечения качественной работы радиорелейной линии при отсутствии замираний.

При этом запас на замирания может составлять 20 – 30 дБ. Согласно нормам на проектирование радиорелейных линий для гипотетической эталонной цепи протяженностью 2500 км допускается ухудшение качества работы РРЛ (коэффициент ошибок в линии превышает величину кош ≥ 10-3, что соответствует отказу ствола РРЛ) допускается не более чем в 0,1% времени наихудшего для распространения радиоволн месяца. Из этой нормы следует, что в 99,9% времени передатчик излучает избыточную мощность в 20 – 30 дБ, что в значительной степени ухудшает электромагнитную совместимость, т.е. увеличивает уровень помех приемникам других радиосредств, работающих в совпадающем диапазоне частот. Чтобы исключить этот нежелательный эффект необходимо при отсутствии замираний уменьшать мощность передатчика до номинального значения, т.е. на 20 – 30 дБ, тем самым при сохранении нормы на устойчивость работы радиорелейной линии улучшить электромагнитную совместимость. В моменты появления замираний, которые обнаруживаются в приемнике на пролете, для выполнения нормы на устойчивость работы РРЛ необходимо увеличить мощность передатчика на 20 – 30 дБ. Такая автоматическая регулировка мощности передатчика производится с использованием канала управления, организуемого в дополнительном заголовке радио цикла. По этому каналу команда на регулировку мощности передается от приемника к передатчику.

В этом же модуле формируется цикл по дополнительному заголовку, причем структура восьмиразрядного циклового синхросигнала может изменяться с помощью переключателя, что обеспечивает идентификацию ствола необходимую при наличии эффекта прохождения сигналов через три интервала и на узловых радиорелейных станциях с большим числом ответвлений.

После мультиплексора сигналы поступают на скремблер, в котором к ним добавляется псевдослучайная последовательность, устраняющая в двоичном сигнале длинные последовательности нулей и единиц. Разрушение в цифровых потоках, использующих аппаратный код NRZ, увеличивает в сигнале количество переходов сигнала от нуля к единице и от единицы к нулю, что увеличивает количество информации о тактовой частоте цифрового сигнала и, следовательно, увеличивает точность выделения тактовой частоты из цифрового сигнала в регенераторе. Скремблирование цифрового сигнала за счет исключения интервалов времени, в которых отсутствует модулирующий сигнал, улучшает электромагнитную совместимость радиорелейных станций с другими радиосредст-

193

вами, работающими в совпадающих диапазонах частот. Так как скремблирование цифрового сигнала приводит к рассеиванию мощности передатчика по спектру.

В преобразователе скорости 2 суммарная скорость цифрового потока увеличивается на 10 Мбит/с (рис. 3.10, 3.11) и получаются шесть цифровых потоков n = 6 – d1, d2, d3, d4, d5, d6 (для 64 КАМ) суммарной битовой скоростью Bоколо 169,02 Мбит/с. При этом скорость символов в каждом из шести потоков равна

При преобразовании восьми цифровых потоков в шесть производится также операция перемежения символов. В результате этой процедуры соседние символы оказываются разделенными другими символами, причем, чем дальше разнесены соседние символы, тем больше глубина перемежения. Перемежение символов позволяет после операции деперемежения, т.е. после обратного преобразования шести потоков в восемь на приемной стороне, преобразовать пакеты ошибок, возникающие в тракте передачи, в ошибки одиночные.

Пакеты ошибок в тракте передачи могут возникать: при воздействии на сигнал импульсных помех, когда уменьшается отношение сигнал/помеха на входе приемника; при появлении глубоких замираний, когда уменьшается отношение сигнал/шум за счет уменьшения уровня сигнала. Для исправления пакетов ошибок необходимо использовать коды, исправляющие ошибки, с большой избыточностью, что приводит к увеличению скорости цифрового потока и, следовательно, к расширению полосы, занимаемой модулированным сигналом. При этом выигрыш по полосе занимаемой модулированным сигналом при использовании многопозиционной модуляции, естественно уменьшается.

Использование перемежения символов позволяет преобразовать пакеты ошибок в одиночные ошибки, которые могут быть исправлены корректирующими кодами с малой избыточностью. При этом расширение полосы модулированного сигнала будет не столь значительным, как при исправлении пакетов ошибок.

Полученные шесть потоков символов поступают на модуль предкоррекции ошибок FEC и размещения. Свободные тактовые интервалы, полученные на выходе преобразователя скорости 2, присутствуют только в первом в соотношении 3/4 (три информационных символа из четырех) и втором в соотношении 11/12 цифровых потоках из шести.

В модуле предкоррекции ошибок свободные биты в первом цифровом потоке заполняются с использованием сверточного кодирования. При сверточном кодировании очередная передаваемая кодовая комбинация зависит не только от очередного поступающего на вход кодера блока информационных символов, но и от символов поступивших ранее. Длина элементарного блока k информационных символов бывает обычно небольшой. Число n символов,

194

поступающих на выход кодера в ответ на каждый входной блок из k символов,

иопределяет скорость кода R = k / n . В рассматриваемом случае используются коды с k = 3 , n = 4 (R=3/4). Во втором цифровом потоке k = 11 , n = 12 (R = 11/12) избыточный бит используется для проверки на четность одиннадцати разрядной кодовой комбинации. Остальные четыре потока не имеют избыточного кодирования.

Операция размещения (mapping) полученных цифровых потоков на фазоамплитудной плоскости (constellation – созвездие) сигнала модулятора заключается в том, что соседние точки на созвездии определяются первым из шести потоков, который имеет наибольшую защиту (3/4) и может обнаруживать и исправлять одиночные ошибки. Это определяется тем, что из-за действия шумов

ипомех наиболее вероятным будет переход данной принятой точки созвездия на соседние точки. Размещение также предполагает, что второй поток с соотношением 11/12 определяет на созвездии точки по диагонали. Остальные четыре потока из шести не имеют избыточных бит и определяют все остальные точки на созвездии в соответствии с увеличением расстояния между ними.

Врезультате проведенных преобразований сигнала на выходе многоуровневого кодера формируются шесть потоков (рис. 3.10), из них три потока для синфазной (Phase) составляющей Р1, Р2, Р3 и три потока для квадратурной (Quadrature) составляющей Q1, Q2, Q3, которые и определяют расположение точек на созвездии. Необходимо отметить, что количество цифровых потоков на выходе многоуровневого кодера определяется позиционностью квадратурной амплитудной модуляции М-КАМ. В рассматриваемом случае используется

64 КАМ.

На рис. 3.12 представлены преобразование потока бит в потоки символов а и расположение точек на фазово-амплитудной плоскости (созвездии) б при

16-КАМ.

При 16-КАМ входной поток бит со скоростью 169,02 Мбит/с разбивается

на четыре потока символов n = 4 – d1, d2, d3, d4, так как четыре двоичных потока имеют М = 24 = 16 состояний и могут обеспечить получение 16-ти позиционную квадратурную амплитудную модуляцию. Символьная скорость в каждом из четырех цифровых потоков

В устройстве размещения для 16-КАМ формируются два цифровых потока для синфазного канала модулятора P1, P2 и два цифровых потока для квадратурного канала модулятора Q1, Q2, которые обеспечивают получение четырехуровневого амплитудно-модулированного сигнала в каждом из этих каналов. Таким образом, использование процедуры прореживания при реализации размещения четырех потоков d1, d2, d3, d4 на фазово-амплитудной плоскости модулятора, позволяет получить кодовую таблицу такого размещения, которая приведена в таблице 3.3

195

рис. 3.13. В цифроаналоговом преобразователе каждый из трех двоичных потоков преобразуется в восьмиуровневый сигнал 23 = 8 при 64-КАМ и четырехуровневый сигнал 22 = 4 при 16-КАМ.

Р1

Р2 ЦАП ФНЧ СМ

Р3

ПФ УПЧ

/2

Ген.

Рисунок 3.13 – Структурная схема КАМ модулятора

В фильтре нижних частот производится ограничение полосы модули-

ния спектра сигнала (roll off - фактор), определяющий степень сужения полосы модулирующего сигнала рис. 3.14. При этом длительность бита ТБ и длительность символа ТС связаны соотношением ТС = ТБ × n.

Рисунок 3.14 Модулирующий сигнал а и его энергетический спектр б.

В смесителях осуществляется амплитудная и фазовая модуляция по каж-

197

дой из составляющих, после сложения которых получается сигнал 64 КАМ с промежуточной частотой 70 или 140 МГц. Далее в полосовом фильтре отфильтровываются побочные продукты, которые появляются в смесителях и, наконец, с помощью УПЧ устанавливается необходимый уровень на выходе модулятора.

Многопозиционная модуляция используется для уменьшения полосы частот занимаемой модулированным сигналом. Использование многопозиционной модуляции вызвано тем, что необходимо разместить сигнал, модулированный высокоскоростным потоком (В= 169 Мбит/с) в ограниченной полосе ствола ПСТВ = 28 или 40 МГц, ширина полосы которого определяется частотным планом.

Поскольку в КАМ модуляторе осуществляется фазовая и амплитудная модуляция с частотой символов, то спектр модулированного сигнала рис.3.15 будет иметь верхнюю и нижнюю боковые полосы, соответствующие спектру модулирующего сигнала рис. 3.14 б.

Рисунок 3.15 Определение полосы модулированного сигнала

С учетом вышеизложенного полоса модулированного сигнала при многопозиционной модуляции будет равна

3.2.3 Блок передатчика

С выхода модулятора сигнал промежуточной частоты промодулированный по амплитуде и фазе (рис. 3.16 в) поступает на передающее устройство (Пд) (рис. 3.3 и 3.17). В передающем устройстве осуществляется преобразование сигнала промежуточной частоты в сигнал СВЧ, выделение верхней или

198

нижней боковой в фильтре боковой полосы (ФБП) рис. 3.18, в соответствии с частотным планом размещения стволов, и усиление его мощности до 5…10 Вт в диапазонах 4,5,6 ГГц.

Гетеродин преобразователя частоты передатчика выполняется на основе объемного керамического резонатора, частота которого стабилизируется частотой кварцевого генератора. Использование объемного керамического резонатора позволяет уменьшить влияние температурных изменений линейных размеров резонатора на стабильность генерируемой частоты. Кроме того, использование керамического объемного резонатора позволяет значительно уменьшить его размеры. Так, если керамика, из которой выполнен объѐмный резонатор, имеет относительную диэлектрическую проницаемость ε = 81, то геометрические размеры такого резонатора будут в √ε раз меньше размеров объемного резонатора, выполненного из металла.

Существенным отличием передатчика М-КАМ сигнала от передатчиков ЧМ и М-ОФМ сигналов является то, что в нем необходимо иметь высокую линейность амплитудной характеристики, так как в изменении амплитуды сигнала заложена информация рис. 3.16 в. При частотной (рис. 3.16 а) и фазовой модуляции (рис. 3.16 б) огибающая модулированного сигнала имеет постоянную амплитуду и в приемниках таких сигналов устанавливаются ограничители сигнала для устранения паразитной амплитудной модуляции. По этим причинам усилитель мощности передатчика может работать в режиме насыщения, т.е. в нелинейном режиме рис. 3.17 б.

При М-КАМ модуляции информация заложена в изменении фазы и амплитуды сигнала. На рис. 3.16 в приведена временная диаграмма сигнала на выходе модулятора 16-КАМ, соответствующая на фазово-амплитудной плоскости точкам 1, 11, 12 и 16 рис. 3.12. При усилении такого сигнала в усилителе мощности передатчика с нелинейной амплитудной характеристикой рис. 3.17 б изменяются амплитудные соотношения усиливаемых сигналов, в результате чего изменяется взаимное расположение точек на фазово-амплитудной плоскости. При этом уменьшается расстояние между точками и увеличивается коэффициент ошибок, причем эти ошибки не удается уменьшить увеличением отношения сигнал/шум посредством увеличения мощности на выходе передатчика. Такие ошибки получили название «несократимых» ошибок.

Высокая линейность амплитудной характеристики усилителя мощности передатчика достигается использованием линеаризатора его амплитудной характеристики (рисунок 3.17 а) и смещением рабочей точки усилителя мощности на линейный участок (смещение достигает 7 дБ, рисунок 3.17 б). Линеаризатор представляет из себя однокаскадный усилитель мощности. Принцип работы линеаризатора основан на предискажении входного сигнала, в котором с помощью регулировок амплитуды и фазы формируется третья гармоника сигнала, амплитуда которой равна амплитуде третьей гармоники на выходе усилителя мощности, а фазы этих двух сигналов (на выходе линеаризатора U3Л и усилителя мощности U3 ) противоположны рисунок 3.17,в.

199

U(t)

1

а

t

-1 U(t)

1

б

t

1,41

в

t

-1,41

-3,16

-4,24

Рисунок 3.16 Диаграммы работы модулятора при ЧМ (а), 2-ОФМ (б) и

16-КАМ (в).

200