(известно немало историй о загадочном поведении схем, которое в конце концов было объяснено этим эффектом). На рис. 2.13 представлена хорошая схема для преобразования тока в напряжение, в которой потенциал входа поддерживается строго равным потенциалу земли. На инвертирующем входе устанавливается виртуальный ноль, что очень хорошо для таких целей, так как фотодиод может создавать потенциал, равный всего нескольким десятым долям вольта. Представленная схема обеспечивает преобразование тока в напряжение в отношении 1 В на 1 мкА входного тока.

2.4. Работа ОУ при низком напряжении питания (rail-to-rail)

Для стандартного ОУ допустимое входное синфазное напряжение (common-mode input voltage range) не может выходить за пределы напряжения питания, а зачастую составляет значение на несколько вольт ниже (например, для TL061 это напряжение лежит в диапазоне от –12 В до +15 В).

На рис. 2.14 показан ОУ типа rail-to-rail (от шины до шины, имеется ввиду напряжение питания). Вход rail-to-rail способен работать со входными сигналами, равными или даже превосходящими уровни питающих напряжений. Выход типа rail-to-rail подразумевает, что выходные напряжения ОУ максимально близки к значениям напряжений питания и обычно отличаются от них всего на несколько сотен или даже десятков милливольт. Некоторые ОУ обозначают только как усилители с выходом типа rail-to-rail и не упоминают о входных характеристиках, показанных на рис. 2.14. Технологию rail-to-rail чаще всего применяют для ОУ с однополярным питанием от 5 В и ниже, чтобы максимально эффективно использовать ограниченный диапазон питающих напряжений.

79

ОУ rail-to-rail чрезвычайно популярны и полезны при работе с малыми уровнями напряжений питания. На рис. 2.15 показан входной дифференциальный каскад rail-to-rail, который содержит по паре N-канальных и P-ка- нальных транзисторов (этот каскад может быть выполнен и с использованием биполярных транзисторов). P-канальные полевые транзисторы отвечают за работу с сигналами из отрицательной части диапазона синфазных напряжений, в том числе с теми, которые оказываются немного меньше отрицательного напряжения питания (или потенциала земли в случае ОУ с однополярным питанием).

N-канальные полевые транзисторы работают с сигналами из положительной части диапазона синфазных напряжений, в том числе с теми, которые оказываются немного выше положительного напряжения питания. Дополнительные цепи (на рис. 2.14 они не показаны) определяют, какой из каскадов используется в данный момент. Например, большинство подобных ОУ с двухкаскадным входом производства компании «Texas Instruments» разработано таким образом, что переключение между активными каскадами происходит при напряжении на 1,3 В ниже положительного напряжения питания. При более высоких значениях P-канальным транзисторам не хватает напряжения на затворе, и сигнал перенаправляется к N-канальным ключам (рис. 2.15).

Входные P-канальные и N-канальные каскады отличаются значениями напряжения смещения. Если входной сигнал проходит через границу переключения каскадов, то это приводит к скачкообразному изменению напряжения смещения. Некоторые ОУ проходят заводскую лазерную подгонку или элек-

тронную подстройку для уменьшения напряжения смещения. Такая подгонка

80

позволяет уменьшить скачок при переключении каскадов, однако не убирает его полностью. В большинстве приложений такое скачкообразное изменение смещения проходит незамеченным, однако для прецизионных схем это может стать проблемой. Также могут возникнуть искажения при работе с переменным сигналом, если такой сигнал пересекает точку переключения каскадов.

Поэтому на рис. 2.16 показан второй вариант реализации rail-to-rail- входов. Встроенный повышающий регулятор формирует для P-канального каскада напряжение, которое оказывается примерно на 2 В выше, чем напряжение питания. Использование повышенного напряжения позволяет с помощью единственного каскада работать с входным диапазоном rail-to-rail без каких-либо скачков.

Рис. 2.16. Входной каскад rail-to-rail с внутренним повышающим регулятором для питания P-канального каскада

Повышающий регулятор требует очень мало тока, так как используется только для питания входного каскада. Здесь не требуется дополнительных внешних выводов и конденсаторов – все интегрировано в кристалл ОУ. Уровень шума преобразователя оказывается меньше собственного широкополосного шума ОУ, и его редко можно увидеть во временной области.

Выходные каскады ОУ rail-to-rail. Некоторые низковольтные схемы не требуют входов rail-to-rail, поскольку на входе не предполагаются высокоамплитудные сигналы, но большинство требуют именно выходных каскадов типа rail-to-rail для обеспечения максимального динамического диапазона, при этом подобные выходные каскады значительно отличаются от таковых в стандартных операционных усилителях с двухполярным питанием. Стандартные выходные каскады, как правило, имеют структуру двухтактного эмиттерного повторителя (схема с общим коллектором, рис. 2.17, а), выходные каскады rail-to-rail (рис. 2.17, б) обычно включают схему с общим эмиттером. Падение

81

напряжения в случае схемы с общим эмиттером относительно мало и зависит только от напряжения насыщения коллектор–эмиттер (Uкэнас).

Классические выходные каскады с эмиттерным повторителем, с другой стороны, не позволяют выходу приближаться к положительной шине питания ближе чем Uпит – Uкэнас – Uбэ. Уровень напряжения Uкэнас определяется внутренним источником тока, а падение напряжения на переходе база–- эмиттер Uбэ определяет используемый в схеме выходной транзистор.

Рис. 2.17. Выходные каскады ОУ: a) стандартная конфигурация с двухтактым эмиттерным повторителем; б) выход типа rail-to-rail на схеме с общим эмиттером

Напряжение насыщения коллектор–эмиттер (Uкэнас) биполярных транзисторов на выходах типа rail-to-rail зависит от тока, протекающего через эти выходные транзисторы, поэтому падение напряжения на выходе, которое и определяет максимальный размах выходного напряжения, зависит от подключенной к выходу ОУ нагрузки и составляет обычно не более нескольких десятков или сотен мВ.

2.5. Фазовый контур на ОУ

Фазовое звено или фазовый контур (ФК) представляет собой частотный фильтр, у которого фильтрующие свойства проявляются лишь на его фазовой характеристике. Другое название фильтра – всепропускающий, поскольку он не осуществляет амплитудной частотной селекции сигнала. При этом фаза выходного напряжения всегда отстает от входного напряжения, а на бесконечно большой частоте отставание составляет –180°. Для таких схем также используют название фазовращатель. Кроме того, ФК являются неминималь- но-фазовым звеном, поскольку нули его передаточной функции находятся в правой полуплоскости комплексной переменой.

82

На рис. 2.18, а показан пример схемы пассивного фазового звена с использованием расщепления фазы входного сигнала. Синусоидальный сигнал на выходе изменяет фазу от нуля до 180°. Амплитуда выходного напряжения при регулировке фазы сохраняется постоянной (рис. 2.18, б).

Схема ФК предоставляет два пути прохождения входного напряжения от входа до выхода – один для постоянного тока (т. е. для нижних частот), другой для переменного (т. е. для верхних частот). Резистивная ветвь пропускает постоянный ток, а реактивная (конденсатор) – только переменную составляющую входного напряжения.

Рис. 2.18. Схема а) пассивного RC фазовращателя первого порядка; б) его векторная диаграмма напряжений

Работу схемы фазового контура иллюстрирует векторная диаграмма напряжений, представленная на рис. 2.18, б; входные напряжения U1 и U2 представлены в виде двух векторов, направленных вдоль вещественной оси. Ортогональным векторам напряжений Ur и Uk соответствует вектор выходного напряжения Uвых постоянной длины. В геометрии существует теорема, согласно которой геометрическим местом таких точек является окружность. Фазовый сдвиг при заданном значении резистора R зависит также от частоты входного напряжения.

Звено трансформаторного ФК (рис. 2.19) содержит фазоразделяющий трехобмоточный трансформатор. Первая обмотка трансформатор 1 подключается к источнику синусоидального напряжения. Две вторичные обмотки (2 и 3) подключены к последовательной RC цепи. Зачерненным кружком обозначены начала обмоток. Точка соединения начала обмотки 3 с концом обмотки 2 соединена с общим проводом («землей»).

83

Рис. 2.19. Схема а) трансформаторного звена фазового контура; б) его модель

Напряжение на верхнем выводе обмотки 2 находится в фазе с входным напряжением, а нижний вывод обмотки 3 находится в противофазе, таким образом, между ними наблюдается сдвиг по фазе на 180°. К неинвертирующему выводу обмотки 2 подключен резистор R, а к инвертирующему выводу обмотки 3 подключен конденсатор С. Их вторые выводы соединены, и на них формируется выходное напряжение (рис. 2.19).

Рассмотрим работу звена ФК с трехобмоточным трансформатором: при подаче на вход напряжения Uвх низкой частоты реактивное сопротивление Хc конденсатора С1 будет велико (Хc > R). Напряжение на выход ФК будет поступать через резистор R. C ростом частоты реактивное сопротивление конденсатора уменьшается, а при частоте fсреза реактивное сопротивление конденсатора становится равным сопротивлению резистора R (Хc = R). При дальнейшем увеличении частоты входного напряжения, реактивное сопротивление конденсатора становится гораздо меньше сопротивления резистора R (Хc < R). Напряжение на выходе ФК становится равным входному. Фаза выходного напряжения изменяется в диапазоне от 0° до −180°; фазовый сдвиг 0° соответствует частоте, стремящейся к нулю; −90° соответствует частоте fсреза; −180° – соответствует частоте, стремящейся к бесконечности. Графики АЧХ и ФЧХ фазового контура приведены на рис. 2.20.

Схема фазовращателя на операционном усилителе представлена на рис. 2.21, а, векторная диаграмма его работы на рис. 2.21, б.

84

Рис. 2.20. Графики АЧХ и ФЧХ фазового контура

Рис. 2.21. Схема: а) инвертирующего фазовращателя на ОУ; б) векторная диаграмма его работы

На постоянном токе схема представляет собой единичный инвертор входного сигнала Uвх, т.е. фаза изменяется на 180º. С ростом частоты реактивное

сопротивление конденсатора С уменьшается, входной сигнал прикладывается сразу ко двум входам, и поэтому усилитель становится единичным повторителем напряжения, при этом фазовый сдвиг становится равным нулю. На частоте среза fсреза, когда реактивное сопротивление конденсатора Хc становится рав-

ным сопротивлениюR (Хc = R) фазовый сдвиг становится равным –90º.

Рис. 2.22. Нули (о) и полюса (х) ФК: а) первого порядка; б) второго порядка

85