Упрощенная конструкция мощной нагрузки

Проводится обзор технических характеристик аттенюаторов, анализ полученных данных, а также выбор решений по дальнейшей оптимизации конструкций

Зачастую на практике возникают сложности с высокоточным измерением сигналов высокой мощности, так как в большинстве своем измерительные приборы могут измерять сигналы лишь небольшой мощности. Также при проектировании могут возникать необходимость в электрических нагрузках, на которые можно было бы подать большой сигнал, например порядка 1 кВт. В других случаях возникает потребность в соединении устройств различного уровня мощности, одно из которых без соответствующего согласования может выйти из строя.

Например, такого рода нагрузки могут использоваться для проверки выходных каскадов мощных теле- и радиопередатчиков. В связи с тем, что выходные транзисторы зачастую являются наиболее дорогим элементом устройства (цена может доходить до нескольких тысяч долларов), необходимо убедиться, что выходной каскад работает в нормальном режиме, транзисторы не перегреваются, не перегружены. Кроме того, в каскадах используются одновременно несколько транзисторов, разделение мощности между которыми может проходить неравномерно, что может привести к выходу из строя одного из транзисторов от перегрева.

Например, в литературе [1] упоминается изобретение, которое относится к области радиоэлектроники и может быть использовано в качестве эквивалента нагрузки для тестирования мощных радиопередающих устройств. Достигаемый технический результат - создание мощного аттенюатора с повышенной надежностью. Мощный аттенюатор содержит N включенных последовательно друг за другом согласованных звеньев на одинаковых подложках, установленных с одинаковым шагом на теплопроводящем основании, каждое последующее звено имеет большее затухание, чем предыдущее, причем коэффициент передачи по мощности каждого звена задается выражением K pM=N-M/N-M+1, где М - порядковый номер звена; N - количество звеньев.

Известен так же мощный аттенюатор [2], представляющий собой Т-образное звено, собранное из резистивных поглотителей, выполненных методом тонкопленочной технологии. Приведены формулы для расчета величины сопротивлений последовательного и параллельного резисторов. Мощный аттенюатор, составленный из таких звеньев, при приемлемых электрических параметрах и габаритах обладал бы недостаточной надежностью из-за отсутствия эффективного отвода тепла от них, т.е. равенства нулю градиента температуры между любыми звеньями (подложками) аттенюатора. При этом может наступить перегрев отдельных подложек, что приведет не только к ухудшению параметров устройства (в том числе КСВ), но и выходу его из строя. Связано это с тем, что в литературе отсутствует методика расчета оптимального коэффициента передачи звеньев с точки зрения одинакового тепловыделения в них.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к предлагаемому устройству является мощный аттенюатор [3], используемый как нагрузка, содержащий три включенных последовательно друг за другом согласованных звена на одинаковых подложках, установленных на теплопроводящем основании с одинаковым шагом. Известное устройство с точки зрения теплоотдачи приближено к оптимальному за счет того, что электрические и геометрические характеристики всех подложек, а также шаг их установки выбраны одинаковыми. Однако подбор коэффициентов передачи звеньев с целью обеспечения равенства тепловыделения в них не был оптимален. Таким образом, отсутствие методики расчета оптимального коэффициента передачи звеньев не дает возможности в полной мере обеспечить максимальную надежность аттенюатора, а также стабильность его параметров (в том числе КСВ).

Рассмотрим двухплечевую схему аттенюатора в виде нагрузки с закороткой на конце последних звеньев, в одном из плечей закоротка может быть легко заменена отводом –30дБ. На рисунке 1 представлена схема нагрузки, состоящая из пяти резисторов, разделенных на два плеча. Эта нагрузка предназначена для рассеивания входного сигнала большой мощности. Разделение на два плеча позволяет достичь равномерного распределение тепла и большего удобства компоновки. На первом резисторе поглощается примерно 300 Вт тепла, на втором и четвертом резисторах – по 200 Вт, на третьем и пятом – примерно по 150 Вт. Все резисторы предлагается соединить коаксиальным кабелем (на схеме – COAX2). Такое соединение представляется более простым и технологичным, чем соединение полосковыми линиями.

На рисунке 2 представлен график зависимости коэффициента стоячей волны по напряжению (КСВН) от частоты. С помощью компьютерного моделирования мы можем увидеть, что предельно достижимый коэффициент стоячей волны по напряжению не превышает уровня 1.1, по крайней мере, по 3 точкам модели. Конечно, этого не достаточно для полной уверенности в реализуемости такой конструкции и требует проведения дополнительных исследований. На рисунке 3 приведена зависимость комплексного входного сопротивления от частоты.

Рис. 1. Схема нагрузки

Рис.2. График зависимости КСВН от частоты

Рис. 3. Зависимость входного сопротивления от частоты

Из графика видно, что разброс величин сопротивления не превышает 10%, а на частоте 0.5 ГГц входное сопротивление минимально, что, впрочем, не оказывает значительного влияния на КСВН.

Работа по данной тематике ни в коем случае не может считаться завершенной, требуется более тщательное моделирование и анализ полученных данных, возможно дальнейшая оптимизация конструкции с точки зрения КСВН и распределения тепла.

Литература

1. Евдокимов М.А. Мощный аттенюатор. Патент РФ 2477910.

2. Блинов В.В., Негробов А.В. Мощный аттенюатор. // Антенны. - 2007. - Вып.8 (123).

3. Корж И.А., Зима В.Н., Евдокимов М.А. Мощные пленочные резисторы на подложках из AlN и Al2O3 для ВЧ аттенюаторов большой мощности. Труды международной научно-технической конференции. РЭиС-2011.

Воронежский государственный технический университет

УДК 621.396.67

А.В. Степанова, Д.Д. Чеснаков, А.С. Самодуров

Экспериментальная проверка И СРАВНЕНИЕ моделЕЙ сверхширокополосного конического и пирамидального ТЕМ-рупоров с диэлектрической линзой

В статье рассматривается вариант применения пирамидального рупора с замедляющей фазо - корректирующей линзой круглого раскрыва. Приведены сравнительные параметры рассматриваемой конструкции с традиционной: конический рупор-замедляющая линза круглого раскрыва.

Рупорные излучатели с фазокорректирующими замедляющими (ускоряющими) линзами нашли широкое применение в антенной технике СВЧ и КВЧ диапазонах электромагнитных волн. Прежде всего это относится к возможности преобразования сферического фронта волны (в фазовом центре рупора) в плоский на выходе раскрыва рупора, позволяющей получить плоский синфазный раскрыв требуемого размера и сформировать узкую диаграмму направленности (ДН). Рупорные излучатели (антенны) дополненные замедляющими (ускоряющими) линзами получили название рупорно-линзовых.

В работе рассматриваются рупорно-линзовые излучатели с замедляющими диэлектрическими линзами круглого раскрыва. Диэлектрические линзы круглого раскрыва технологичны в изготовлении и обладают высокой повторяемостью параметров при их серийном производстве.

На рисунках 1 и 2 приведены внешние виды конструкций двух вариантов рупорно-линзовых излучателей. Первый вариант конструкции (рисунок 1) – традиционный: апертура конического рупора нагружена («закрыта») диэлектрической замедляющей линзой круглого раскрыва. Линза выполнена из полистирола (ε=2,56; tgδ=10 ⁻⁴). Второй вариант предлагаемой конструкции (рисунок 2): пирамидальный рупор, нагруженный на туже диэлектрическую линзу. Предполагается, что в обоих рупорных волноведущих структурах (конической и пирамидальной) существует только основной тип ТЕМ волны (Н₁₁- коническая структура, Н₁₀- пирамидальная структура).

К недостаткам конического рупора (рисунок 1), следует отнести неустойчивость поляризации ТЕМ волны на его выходе (основной тип волны Н₁₁). Поэтому этот тип рупора используется редко, в основном как излучатель круговой (эллиптической) поляризации.

Размеры оптимального конического рупора связаны между собой соотношением:

, (1)

где , , - оптимальная длина, диаметр раскрыва и длина волны соответственно.

Рис. 1. Коническая структура

Рис. 2. Пирамидальная структура

Коэффициент усиления конического рупора в направлении максимума ДН определяется по формуле:

_, (2)

где - КПД антенного тракта, КСВН (коэффициент стоячей волны по напряжению) соответственно.

В отличие от конического рупора, ТЕМ волна на выходе пирамидального (клиновидного) рупора (рисунок 2) обладает достаточной поляризационной устойчивостью (основной тип волны Н₁₀). Поэтому этот тип рупорного излучателя (и его разновидности) нашли широкое применения в антенной технике.

Размеры оптимального остроконечного клиновидного рупора рассчитываются по формулам:

, (3)

где , - ширина и высота рупора.

Коэффициент усиления пирамидального рупора в направлении максимума ДН определяется по формуле:

. (4)

Амплитудные ДН рупорно-линзовых антенн рассчитываются по формулам для синфазных раскрывав с постоянным в одной плоскости (Е-плоскость) и косинусоидальным в другой (Н-плоскость) распределениями поля.

Коэффициент усиления линзовых антенн в направлении максимума ДН определяется по формуле:

, (5)

где - площадь раскрыва линзы.

Как следует из рисунка 2, раскрывы пирамидального рупора и диэлектрической линзы не обладают конгруэнтностью (пространственным подобием). Для геометрического сопряжения прямоугольного раскрыва пирамидального рупора и фазокорректирующей диэлектрической линзы, ее раскрыв также должен быть прямоугольным. Однако, использование линз с прямоугольным раскрывом крайне затруднено из-за практической невозможности получения фазокорректирующих характеристик (амплитудно-фазового распределения по апертуре усеченной линзы), идентичных линзам с круглым раскрывом.

Предлагаемая конструкция (пирамидальный рупор нагружен на линзу круглого раскрыва), несмотря на отличия в геометрии раскрывов рупора и линзы, позволяет (с учетом расчетов по выражениям 1...5) оптимизировать конструктивное включение линзы в раскрыв пирамидального рупора. При этом минимизируется количество (две, вместо четырёх) точек крепления линзы к периметру апертуры.

На рисунках 3 и 4 отображены результаты экспериментальных исследований конического рупора с линзой круглого раскрыва и пирамидального рупора с той же линзой с двумя точками крепления к периметру его апертуры.

Рис. 3. Экспериментальные зависимости КСВН пирамидально-линзового излучателя (кривая 1) и рупорно-линзового излучателя (кривая 2) в частотном диапазонеот 1 до 20ГГц

На рисунке 3 приведены экспериментально снятые зависимости КСВН конического рупорно-линзового излучателя (кривая 1) и предлагаемого пирамидально-линзового излучателя (кривая 2).

Анализ вышеприведенных результатов позволяет сделать следующие выводы:

- предлагаемый пирамидально-линзовый излучатель с двумя точками крепления фазокорректирующей замедляющей линзы к апертуре раскрыва пирамидального рупора обладает достаточно высоким КПД антенно-фидерного тракта (КПД ≥80% при КСВН≤2,7) во всем диапазоне частот от 1 до 20 ГГц;

- предлагаемый двухточечный способ крепления линзы круглого раскрыва к апертуре пирамидального рупора не изменяет характер частотной зависимости активной составляющей входного импеданса по отношению к активной составляющей конусно-линзового излучателя;

- предлагаемый двухточечный способ крепления линзы круглого раскрыва к апертуре пирамидального рупора вносит изменения в характер частотной зависимости реактивной составляющей и в основном носит индуктивный характер, что определяет необходимость, при дальнейшей модернизации рассматриваемого способа крепления, введения пространственной распределенной емкостной компоненты.

Рис. 4. Частотные зависимости входного импеданса пирамидально-линзового излучателя (кривые 1) и рупорно-линзового излучателя(кривые 2): а) - активные части; б) - реактивные части.

Следует отметить, что предлагаемый двухточечный способ крепления замедляющей фазокорректирующей линзы круглого раскрыва применим к достаточно широкой номенклатуре рупорных антенн.

В качестве примера, можно привести модели ТЕМ рупоров, для излучения сверхкоротких импульсов. На рисунке 5 приведены внешние виды рассматриваемых моделей с различными законами изменения волновых сопротивлений вдоль продольной оси ТЕМ рупоров.

Рис. 5. Внешний вид моделей ТЕМ рупоров с различными законами изменения волнового сопротивления: а) экспоненциальный, б) квадратичный, в) линейный

Как следует, из приведенных внешних видов ТЕМ рупоров, предлагаемый способ двухточечного крепления линз круглого раскрыва применим, в достаточной мере, к рупорным апертурам различной конфигурации.

Литература

1.Бобрешов А.М., Головкин А.А., Мещеряков И.И., Усков Г.К.,. Руднев Е.А., Шульженко С.Н, Оптимизация геометрических размеров ТЕМ-рупорной антенны для излучения сверхкоротких импульсов // Антенны, выпуск 6 ( 145 ),- 2009, - С. 80-83.

2.Гошин Г.Г. Устройства СВЧ и антенны: Учебное пособие. В 2-х частях.- Томск: Томский межвузовский центр дистанционного образования, 2003.- Часть 2:Антенны. – 130 с.

3. MODERN ANTENNA HANDBOOK / Edited by C. A. Balanis. A JOHN WILEY & SONS, INC., PUBLICATION. 2003. 1701 р.

Воронежский государственный технический университет

УДК 621.3

О.В. Шишлянников, А.Н. Кучин, В.И. Бойко, В.А. Кондусов

Лабораторный AC/DC преобразователь

Источник создан для тренировки полупроводниковых приборов с военной приемкой.

Данный блок является регулируемым источником постоянного напряжения или тока. Его выходные параметры 0..6В и 0..100А. Источник содержит активный корректор коэффициента мощности, что обеспечивает работу в диапазоне входных напряжений от 170 до 250 вольт. Электрическая функциональная схема приведена на рис. 1.

Рис. 1.Функциональная схема устройства.

Задача входного фильтра – препятствовать проникновению помех, создаваемых при работе преобразователя. Корректор коэффициента мощности выполнен по схеме повышающего DC/DC преобразователя, его задача – формирование синусоидального потребляемого тока, синфазного с напряжением сети. Корректор работает в режиме с фиксированным временем паузы (рис.2).

Рис. 2. Режим фиксированного времени паузы.

Из рисунка видно, что ККМ работает в 3 режимах тока дросселя. В дискретном (DCM), в непрерывном (CCM) и в критическом режиме (TM) на границе между DCM и CCM. Такой метод позволяет уменьшить ВЧ составляющую потребляемого тока и габариты дросселя.

Вспомогательный источник обеспечивает напряжением питания все микросхемы управления и драйверы транзисторов. Задача накопительных емкостей – сглаживание НЧ и ВЧ пульсаций. Вторичный преобразователь представляет собой схему полного моста с фазовым управлением.

Рис. 3. Электрическая принципиальная схема (Силовая часть).

Схема состоит из 2 полумостов – ведущего (слева) и ведомого (справа). При отсутствии сдвига фаз схема работает на полную мощность как обычный полный мост. При фазовом сдвиге > 0 уменьшается амплитуда напряжения на обмотках трансформатора, таким образом происходит регулирование. Цепи Lr1Cr1 и Lr2Cr2 являются реактивной нагрузкой для левого и правого полумостов, резонансная частота которых в несколько раз меньше рабочей. Их задача обеспечить мягкую коммутацию транзисторов при малых нагрузках. Последовательная резонансная цепь LrLmCr (Lr-индуктивность рассеяния, Lm-индуктивность намагничивания трансформатора, Cr-разделительная емкость) – так же необходимое условие мягкой коммутации. Резонансная частота контура LrCr равна рабочей. На рисунке 4 показаны временные диаграммы работы схемы при нагрузке 0,01 Ом и сдвиге фаз 90 градусов.

Рис. 4. Временная диаграмма.

Синхронный выпрямитель предназначен для уменьшения потерь проводимости диодов. На схему стабилизации поступает информация о выходном напряжении и токе. Её задача стабилизация выходного напряжения и тока, защита от короткого замыкания и дистанционное включение блока. Снятие информации о токе происходит через датчик Холла, о напряжении через внешний разъем, для компенсации потерь на проводах.

Литература

1.Розанов Ю.К. Основы силовой преобразовательной техники. М. Энергия, 1979.

2. Ерофеев Ю.Н. Основы импульсной техники. М. Высшая школа 1979г.

Воронежский государственный технический университет

УДК 621.3

В.Н.Москвитин, В.А. Кондусов

БЛоК УПРAВЛЕНИЯ И ИНДИКАЦИИ ПУЛЬТА ВНУТРИОБЪЕКТНОЙ СВЯЗИ

Блок управления и индикации предназначен для передачи сигналов данных в ведомственных и общественных сетях связи.

Для передачи сигналов данных в ведомственных и общественных сетях связи в последнее время широко начала применяться коммутация с предварительным накоплением сообщений или их частей (пакетов), которая в рамках сети позволяет проводить концентрацию сообщений.

Структура узлов коммутации включает линейное оборудование, оперативную (ОЗУ) и внешнюю память и процессор, связь между которым осуществляется по общей шине. Входящие сообщения (пакеты) через линейное оборудование записываются в ОЗУ, где они хранятся до получения подтверждения.

Процессор проводит их обработку с целью выявления ошибок, определяет категорию срочности, адрес получателя ставит сообщение в очередь и передает его при наличии свободной линии в требуемом направлении в соответствии с хранимыми в памяти маршрутными таблицами.

Разработанное устройство предназначено для ручного управления коммутацией источников и потребителей коммутационных потоков.

Пульт обеспечивает:

- формирование и отображение поступающей информации о состоянии каналов связи, органов управления и режимов работы;

- управление коммутациями изделия, в объёме заранее установленной конфигурации;

- ведение и внутренней, циркулярной, избирательной телефонной связи с прослушиванием собственной речи между экипажем передвижного средства, до десяти абонентов.

На рисунке 1 представлен внешний вид пульта

Рис. 1. Внешний вид пульта ПУВС

Основным элементом пульта управления и индикации служит микроконтроллер – микросхема AT91RM9200. AT91RM9200– завершенная однокристальная система, построенная на основе процессора ARM920T ARM Thumb. Она включает в себя богатый набор системных и прикладных внешних устройств и стандартных интерфейсов, тем самым предлагая решить широкий диапазон ориентированных задач на основе одной микросхемы, где требуется добиться большого числа функций при малом энергопотреблении и при самой низкой стоимости.

AT91RM9200 включает в себя быстродействующее рабочее пространство статической памяти и внешний шинный интерфейс (EBI) с низким временем ожидания для связи с внешней памятью любой конфигурации и внешними устройствами. EBI включает в себя контроллеры синхронного динамического оперативно запоминающего устройства (ОЗУ), флэш-памяти с пакетным режимом и статических ОЗУ, а также схему, облегчающую подключение к модулям памяти SmartMedia, Compact Flash и NAND Flash.

Усовершенствованный контроллер прерываний (AIC) увеличивает возможности процессора ARM920T по обработке прерываний за счет многовекторности, приоритетности источников прерываний и сокращения времени перехода к программе обслуживания прерывания.

Периферийный контроллер данных (PDC) обеспечивает каналы прямого доступа к памяти (ПДП) для всех внешних устройств с последовательных интерфейсом, позволяя им передавать данные во встроенную или внешнюю память без вмешательства процессора. Это уменьшает нагрузку на процессор, при передаче непрерывных потоков данных. Преимуществом AT91RM9200 является наличие двух указателей, которые позволяют организовать безразрывную передачу данных.

Контроллер управления энергопотреблением (PMC) позволяет поддерживать на минимуме потребление энергии за счет выборочного включения выключения процессора и различных периферийных устройств под управлением программного обеспечения. Используется также регулируемый тактовый генератор, который позволяет выбрать частоту синхронизации, в том числе режим пониженной частоты (32 кГц), чтобы оптимизировать потребление энергии.

AT91RM9200 имеет большой выбор встроенных стандартных интерфейсов, в том числе полноскоростной порт USB 2.0 (ведущий и ведомый) и контроллер доступа к информационным средствам по локальной сети Ethernet Base - T 10/100, который позволяет организовать связь с широким диапазоном внешних периферийных устройств и широко используется на практике для построения сетей. Кроме того, имеется обширный набор внешних устройств, которые работают в соответствии с несколькими промышленными стандартами, которые используются в аудио и телекоммуникационных приложениях, устройствах с флэш-картами, инфракрасным каналом и электронными картами (Smart Card).

Устройство данных пульта управления выполнено с применением микросхемы Embedded Flash Memory и представлет собой семейство высокой плотности памяти. Embedded Flash Memory имеют оптимизированную архитектура и интерфейс, что значительно увеличивает производительность чтения, поддерживая страницы в режиме чтения.

При включении устройства многие внутренние условия изменятся. Все это следствие переходных процессов. Величина переходных процессов зависит от загрузки устройства и системы. Чтобы свести к минимуму влияние этих переходных процессов необходимо подключать керамические конденсаторы емкостью 0,1 мкФ к выводу VCC и VSS.

Воронежский государственный технический университет

УДК 621.3

С.С. Кучеренко, В.А. Кондусов

МИКРОКОНТРОЛЛЕРНАЯ СИСТЕМА УПРАВЛЕНИЯ КОЛЛЕКТОРНЫМИ МИКРОДВИГАТЕЛЯМИ

Разработанная микроконтроллерная система управления коллекторными микродвигателями удовлетворяет возросшим требованиям по точности, быстродействию и диапазону регулирования.

Разработанное устройство предназначено для дистанционного управления коллекторными микродвигателями применяемыми в самых различных устройствах: в бытовой технике, автомобилях, радиотехнике, развлечениях, компьютерах и приставках, роботостроении, медицинском оборудовании и т.д.

Несмотря на большую область применения коллекторных двигателей, системы управления, как розничный товар, практически отсутствуют. Это связанно с тем, что они изготавливаются на заказ, по требованиям заказчика.Исходя из анализа рынка, была разработана универсальная система управления коллекторными микродвигателями, которая удовлетворяет стандартным требованиям и ее стоимость дешевле аналогов, представленных в розничной продаже.

В разработанной микроконтроллерной системе управления коллекторными микродвигателями поддерживаются режимы ШИМ регулирования мощности, реверс, регулируемое торможение, измерение и коррекция скорости вращения якоря. Двигатели управляются независимо друг от друга, контроль скорости двигателей независим друг от друга, диапазон оборотов двигателя от 16 до 400 об/сек (960 - 24000 об/мин). Реализована установка и поддержание определенной скорости, всего 9 скоростей. Функциональная схема микроконтроллерной системы управления представлена на рисунке 1.

Схема устройства запитывается от Li - ion элемента 3,5 - 4,2 В., выполнено на основе микроконтроллера Atmega8, который запитывается от напряжения 5 В, получаемое путем преобразования напряжения Li - ion элемента 3,5 - 4,2 В с помощью регулируемого DC/DC преобразователя подкачки заряда MAX619.

Рис. 1. Функциональная схема микроконтроллерной системы управления

Схема управления коллекторными двигателями управляется с помощью пульта дистанционного управления от тюнера Leadtek Winfast TV2000XP. Сигнал с пульта управления, принятый и преобразованный инфракрасным приемником на микроконтроллере Atmega32, поступает на микроконтроллер управления двигателями , который определяет команду с пульта и передает ее на элементы логики . Далее сигнал поступает на двухканальные транзисторы , которые и передают сигнал двигателям. В зависимости от логического сигнала единицы или нуля, переданного с элементов логики, двигатель будет работать в прямом или реверсивном направлении. Торможение производится путем передачи прямой команды с микроконтроллера на силовые транзисторы.

Для своевременной подачи управляющего сигнала на двигатели, используется датчик Холла. Внутрисхемное программирование производится с помощью специального порта . Защита от короткого замыкания реализована на программном уровне.

Воронежский государственный технический университет

УДК 519.72

В.Е. Форманчук, В.А. Кондусов

ОБЕСПЕЧЕНИЕ ТЕПЛОВОГО РЕЖИМА СОВРЕМЕННОЙ БОРТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКИ

В статье рассматривается задача обеспечения теплового режима бортовой аппаратуры при оптимальных массогабаритных показателях конструкции. Предложен способ эффективного отвода тепла от теплонагруженных силовых электронных компонентов.

Современная бортовая преобразовательная техника в отличие от других бортовых радиоэлектронных устройств содержит в своём составе силовые по­лупроводники в сочетании с микроэлектроникой для управления их работой. Эта особенность предъявляет специфические требования к конструк­тивному исполнению приборов преобразовательной техники: с одной сторо­ны, необходимо обеспечить тепловой режим силовых полупроводников путём отвода от них тепла на охладители, с другой - обеспечить защиту микроэлек­троники управления от тепла силовых полупроводников и электромагнитных помех цепей. Наряду с этим для бортовой преобразовательной техники необходимо решить вопросы оптимизации объёмных и массовых показателей конструкции приборов, устойчивости конструкции к специфическим факторам механиче­ских и климатических воздействий во время эксплуатации космического аппарата.

Требования по тепловому режиму силовых полупроводников и устойчивости конструкции к механическим и климатическим воздействиям находятся в противоречии с массовыми и объёмными показателями приборов. Задача состоит в том, чтобы найти компромисс, обеспечив выполнение требований технического задания на разработку, качество и надёжность аппаратуры, при этом не слишком усложняя технологические процессы сборочно-монтажных работ, регулировки и настройки.

Основным критерием долговечной надёжной работы полупроводниковых приборов является их тепловой режим в процессе эксплуатации. Поэтому осо­бые требования предъявляются к качеству теплоотводов.

В практике конструирования приборов преобразовательной техники для из­готовления теплоотводов (радиаторов) обычно применяют алюминий и его сплавы, в виде фрезерованных, штампованных или литых деталей, окрашенных или окси­дированных для повышения степени черноты поверхности с целью увеличения теплоотдачи за счёт излучения. Если радиатор служит для охлаждения одного по­лупроводникового прибора, то целесообразно электрически изолировать радиатор от других частей конструкции, находящихся под потенциалом. Если на радиаторе расположены несколько полупроводниковых приборов, каждый из них следует изолировать от радиатора.

Обычно в практике конструирования внешнюю поверхность радиатора располагают на периферии прибора для того, чтобы отвести от него тепло ли­бо кондуктивным путём на элементы конструкции объекта, либо путём кон­векции и излучения, либо сочетанием всех трёх способов переноса тепла.

Однако , стоит учитывать тот факт, что естественная конвекция, как и принудительная вентиляция, возможна только в случае, если объем объекта герметичен. В случае негерме­тичного исполнения объекта при его эксплуатации в вакууме составляющая конвективного теплообмена исчезает и её можно учитывать только при на­земных автономных проверках объекта.

В вакууме более существенную роль играет отвод тепла излучением, однако расчёты показывают, что данный отвод тепла эффективен лишь в том случае, если излучение происходит в неограниченное пространст­во, например, в открытый космос, или когда объекты, окружающие данный прибор, имеют значительно меньшую температуру своей поверхности. В противном случае прибор будет подогреваться излуче­нием со стороны окружающих устройств. Из этого следует практический вывод о том, что внешнюю поверхность радиатора необходимо защищать от излучения со сто­роны. Если учесть, что доля переноса тепла излучением составляет не более 10-15 % , а защищённость радиатора от внешнего излучения уменьшает его эффективность в несколько раз, то становится ясно, что отвод тепла только данным способом нецелесообразен.

Однако , стоит учитывать тот факт, что естественная конвекция, как и принудительная вентиляция, возможна только в случае, если объем объекта герметичен. В случае негерме­тичного исполнения объекта при его эксплуатации в вакууме составляющая конвективного теплообмена исчезает и её можно учитывать только при на­земных автономных проверках объекта.

Таким образом, можно сделать вывод, что наиболее эффективным методом отвода тепла при работе прибора в вакууме является кондуктивный способ.

Тепловое сопротивление R_n электроизоляционного слоя между полупроводниковым прибором и радиатором определяется по формуле

Rn= , (1)

где δ - толщина электроизоляционного слоя;

Sn- площадь стенки, нормальной к тепловому потоку;

λ - коэффициент теплопроводности.

Разность температур (t_i - t_j) на поверхностях электроизоляционного слоя связана с мощностью теплового потока Р зависимостью

(t_i-t_j) = RnP. (2)

Следовательно, что для эффективного отвода от полу­проводникового прибора тепла на радиатор электроизоляционный слой должен иметь минимальную толщину и обладать высокой теплопроводностью.

В последнее время на летательных объектах начали широко приме­няться пассивные и активные термостатированные платы. Пассивные термо­статированные платы обеспечивают поддержание постоянной тем­пературы на поверхности, соприкасающейся с приборами, в узких пределах из-за своей большой теплоёмкости. В активной термостатированной плате внутри циркулирует охлаждающая жидкость системы терморегулирования, поддерживая на поверхности заданную температуру. Отвод тепла от приборов через актив­ную термостатированную плату наиболее эффективен.

Применение термостатированных плат имеет следующие преимущества:

1. Позволяет отказаться от оребрения радиаторов, располагая плоскую часть радиатора на периферии прибора так, чтобы обеспечить непосредственный контакт с платой, используя в месте контакта теплопроводящую смазку с высо­ким коэффициентом теплопроводности. При таком конструктивном решении температура поверхности радиатора практически отличается от температуры поверхности термостатированной платы не более чем на 2 - 5ºС, а темпера­тура корпуса транзистора, установленного на радиатор через теплопровод­ную электроизоляционную прокладку, выше температуры поверхности платы при работе прибора в условиях вакуума на 8 - 10ºС.

2. Интенсивный отвод тепла от силовых транзисторов играет защитную роль для маломощной микроэлектроники управления, нагрев которой опреде­ляется теперь только излучением от силовых транзисторов, которое устраня­ется применением лёгких защитных тепловых экранов.

3. Расположение плоской части радиатора на поверхности платы защищает радиатор от воздействия теплоизлучения со стороны соседних приборов.

4. Стабильная низкая температура корпуса транзистора повышает надёжность его работы и позволяет обеспечить длительный ресурс работы.

Конструктивная исполнение вышеописанного метода отвода тепла представлена эскизом модуля, изображённого на рисунке 1.

Рис. 1. 1 - кронштейн; 2 - управляющий модуль; 3 - электронные компоненты управляющего модуля; 4 - силовой модуль; 5 - теплонагруженные электронные компоненты силового модуля; 6 - теплонагруженные компоненты, установленные на кронштейн.

В силовом модуле применяется печатная плата на алюминиевом основании, что обусловлено наличием в силовой части модуля электронных компонентов, выделяющих большое количество тепла, а также тем фактом, что изделие эксплуатируется в вакууме. Соответственно, отвод тепла осуществляется только посредством излучения и кондукции. Другими словами, здесь печатная плата выступает в роли радиатора. В свою очередь, паяльная маска, нанесённая на печатную плату, играет роль электроизоляционной прокладки между корпусом компонента и алюминиевым основанием печатной платы. Применение такого типа плат позволяет отводить тепло непосредственно через печатную плату на кронштейн, а через него - на термостатированную плату. Применение вышеописанного метода отвода тепла даёт следующие преимущества:

1. Отсутствие радиаторов, что в свою очередь снижает массогабаритные показатели разрабатываемого изделия.

2. Наличие термостатированной платы, которая обладает высокой теплоёмкостью, обеспечивающей поддержание постоянной температуры в узких пределах.

Стоит отметить, что в данном варианте конструкции возможно размещение некоторых теплонагруженных элементов силовой части не на плате, а непосредственно на кронштейне. Данное конструктивное решение позволяет наиболее эффективно отводить тепло от электронных компонентов, а так же освободить место на печатной плате. Стоит отметить, что для обеспечения достаточной электрической изоляции при минимальном термическом сопротивлении между диодом и кронштейном размещена теплопроводящая диэлектрическая прокладка.

Стоит отметить, что в данном варианте конструкции возможно размещение некоторых теплонагруженных элементов силовой части не на плате, а непосредственно на кронштейне. Данное конструктивное решение позволяет наиболее эффективно отводить тепло от электронных компонентов, а так же освободить место на печатной плате. Стоит отметить, что для обеспечения достаточной электрической изоляции при минимальном термическом сопротивлении между диодом и кронштейном размещена теплопроводящая диэлектрическая прокладка.

Литература

1. Лившин Г. Д., Фабриков Н. И., Тищенко А. К. Анализ конструктивных решений бортовой преобразовательной техники. Выбор и обоснование перспективных конструкций. / Лившин Г. Д. // Энергия - XXI век. 2006. – Т. 2. – № 1. – С. 85 - 95.

Воронежский государственный технический университет

УДК 537.856

В.В. Кондусов, В.А. Кондусов, Ю.Е.Калинин

ИССЛЕДОВАНИЕ ЧАСТОТНОЙ ЗАВИСИМОСТИ МАГНИТНОГО ИМПЕДАНСА В АМОРФНОМ СПЛАВЕ

Проведено исследование частотной зависимости магнитного импеданса в амофном сплаве Fe₇₄P₁₈Mn₅V_3.

В настоящее время к числу явлений, вызывающих особый интерес исследователей относиться магнитный импеданс [1-6]. Несмотря на значительное количество публикаций, посвященных изучению этого эффекта, до настоящего времени остаётся не исследованным целый ряд вопросов, необходимых для полного понимания его природы [2,6]. Так например, в обзорной работе [6], рассматриваются теоретические модели гигантского магнитного импеданса (ГМИ) для различных участков частотного диапазона: низкочастотный (несколько кГц), промежуточный (от 100 кГц и до нескольких МГц) и высокочастотный (от нескольких МГц до ГГц). Для объяснения ГМИ этих участков диапазона предложено много теоретических моделей: квазистатическая модель, модель вихревых токов, доменная модель, электромагнитная модель, модель обменной проводимости и другие модели. Хотя предложенные модели могут качественно интерпретировать основные особенности ГМИ в широком частотном диапазоне, в теории ГМИ для ферромагнитных материалов всё ещё остаются некоторые споры.

Целью данной работы являлось проведение исследования эффекта магнитного импеданса Z/Z₀ в аморфных металлических сплавах на основе железа, а именно, исследование влияния частоты электрического тока f и напряженности постоянного магнитного поля Н на величину магнитного импеданса.

В работе исследовался аморфный сплав Fe₇₄P₁₈Mn₅V₃ , полученный закалкой из жидкого состояния методом спиннингования, в виде фольги толщиной ~30 мкм, шириной 1 мм и длиной от 10 до 50 мм в магнитных полях до 80 кА/м и частотах переменного тока, протекающего по образцу от 0.5 МГц до 100 МГц.

Величина эффекта магнитного импеданса ΔΖ/Ζ₀ определялась как [2]

, (1)

где Z₀ – импеданс образца при Н = 0; Z_H – импеданс образца в магнитном поле Н; U_H – падение напряжения на образце в поле Н; U₀ – падение напряжения на образце при Н = 0.

На рисунке 1 показаны характерные экспериментальные полевые зависимости магнитного импеданса исследуемой аморфной ленты для нескольких частот возбуждающего тока f (длина образца 17 мм). Хорошо видно, что по мере увеличения f происходит трансформация кривой типа «одиночный пик» в кривую типа «двойной пик».

При ориентации оси ленты параллельно внешнему постоянному магнитному полю при частоте электрического тока 1 МГц с ростом Н происходит монотонное изменение величины магнитного импеданса образца Z/Z₀ и выход зависимости Z/Z₀(Н) на насыщение. Величина эффекта магнитоимпеданса имеет отрицательное значение и в поле 5 кА/м составляет 22 %. При частоте высокочастотного тока 7 МГц характер зависимости Z/Z₀ = f(Н) не меняется, а величина эффекта ГМИ увеличивается до 55 % и начинает появляться положительная составляющая импеданса ~2,5 %. На частоте 20 МГц с ростом Н эффект магнитного импеданса сначала возрастает, достигая максимума при Н = 1.4 кА/м, а затем монотонно уменьшается с дальнейшим выходом зависимости Z/Z₀(Н) на насыщение при 60 кА/м. Значение положительного эффекта магнитного импеданса составляет 7 %, а отрицательного – 50 %.

Рис. 1. Относительные изменения магнитного импеданса (то есть ΔZ/Z(%)) быстрозакалённой аморфной ленты Fe₇₄P₁₈Mn₅V₃ от величины внешнего магнитного поля (H) для токов разной частоты

На рис. 2 и рис. 3 представлена зависимость относительного изменения максимального значения магнитного импеданса от частоты переменного тока для аморфного сплава Fe₇₄P₁₈Mn₅V₃. Максимум величины относительного изменения магнитного импеданса, имеющего отрицательное значение, наблюдается на частоте f = 14 МГц и составляет 85 %.

На графике можно выделить два характерных участка: низкочастотный (0,5-5 МГц) и высокочастотный (20-100 МГц), отличающиеся углом наклона кривой зависимости Z/Z₀(f).

Рис. 2. Зависимость относительного изменения магнитного импеданса от частоты переменного тока для аморфного сплава Fe₇₄P₁₈Mn₅V₃

Рис. 3. Зависимость относительного изменения магнитного импеданса от частоты переменного тока для аморфного сплава Fe₇₄P₁₈Mn₅V₃ в координатах f^-1/2

На низкочастотном участке Z/Z₀~f. Если предположить что на высокочастотном участке на величину магнитного импеданса начинает влиять скин-эффект, зависимость Z/Z₀(f) была также построена в координатах Z/Z₀(f^-1/2) (рис. 3). Из анализа рисунка 2 и рисунка 3 видно, что высокочастотный участок лучше укладывается на прямую линию в координатах Z/Z₀(f^-1/2), а низкочастотный - Z/Z₀(f).

На низких частотах (от 0,5 до 5 МГц), когда плотность электрического тока однородна по сечению образца в любой момент времени, энергия, рассеиваемая микровихревыми токами за период, линейно растет с частотой [7]. Это приводит к увеличению эффекта и экспериментально подтверждается прямопропорциональной зависимостью эффекта Z/Z₀ от частоты.

На высоких частотах магнитный скин-эффект приводит к тому, что плотность электрического тока изменяется в тонком слое вблизи поверхности, и потери энергии за период определяются зависимостью глубины скин-слоя  от частоты  ~ f ^-1/2 , что приводит к спаду магнитного импеданса ~f ^-1/2 (рис. 3).

При частоте проявления максимума отрицательного магнитного импеданса (для исследуемого аморфного сплава f_max ~ 14 МГц) толщина образца будет сравнима с толщиной скин-слоя. Для расчёта толщины скин-слоя в металле (приближённо) можно использовать следующую эмпирическую формулу (все величины выражены в системе СИ) [8]:

(2)

где ρ – удельное сопротивление образца; f – частота ; μ_m – относительная эффективная магнитная проницаемость. Зная величину удельного электрического сопротивления  для данного сплава, можно оценить величину относительной эффективной магнитной проницаемости. Так, для исследуемого сплава оценка относительной эффективной магнитной проницаемости (из формулы 2)

, (3)

где ρ 1,3x10^-6 Омм; f 14 МГц, δ 30 мкм; показала, что μ_m 26.

Таким образом, проведенное исследование эффекта магнитного импеданса в аморфном сплаве Fe₇₄P₁₈Mn₅V₃ показало, что:

1) на частотной зависимости модуля магнитного импеданса наблюдается максимум при частоте электрического тока f  14 МГц, который объясняется потерями энергии на вихревые токи. При этом в низкочастотном диапазоне величина отрицательного магнитного импеданса пропорциональна частоте электрического тока, протекающего через образец, а в высокочастотном диапазоне – корню квадратному из частоты;

2) установлено, что в высокочастотном диапазоне переменного электрического тока, протекающего через образец, на полевых зависимостях магнитного импеданса в исследуемых аморфных сплавах наблюдается положительная составляющая эффекта магнитного импеданса;

3) по положению максимума магнитного импеданса на частотной зависимости была оценена величина эффективной магнитной проницаемости для исследуемых аморфных сплавов, значение которой на частоте ~14 МГц составило 26;

4) используя зависимость магнитного импеданса от внешнего магнитного поля, можно определить, является ли магнитный материал удовлетворяющим для производства различных сенсоров и датчиков.

Литература

1. Panina L.V. Magneto-impedance in multilayer films // Sensors and Actuators. – 2000. – Р. 71-77.

2.Анашко А.А., Семиров А.В., Гаврилюк А.А. Магнитоимпедансный эффект в аморфных FeCoMoSiB лентах // ЖТФ. - 2003. - Т.73, вып. 4. - С. 49

3.Zhou S.X. Giant magneto-impedance effect in Fe_4.5Co_67.5Mn_0.5Si₁₂B₁₅ amorphous wires // Materials Science and Engineering. - 2001. - P. 954 – 956.Chiriac H., Herea D.D., Corodeanu S. Microwire array for giant magneto-impedance detection of magnetic particles for biosensor prototype J. Magn. Magn. Mater, 311, 2007, 425-428.

4.Chiriac H., Herea D.D., Corodeanu S. Microwire array for giant magneto-impedance detection of magnetic particles for biosensor prototype J. Magn. Magn. Mater, 311, 2007, 425-428.

5.Курляндская Г.В. Гигантский магнитный импеданс и его связь с магнитной анизотропией и процессами намагничивания ферромагнитных структур: Автореф. дис. д.ф-м. н. Екатеринбург, 2007.

6.M.H. Phan, H.X. Peng. Giant magnetoimpedance materials: fundamentals and application // Progress in Material Science. 2008, vol.53. P.323-420.

7.Новик А., Берри Б. Релаксационные явления в кристаллах: Пер. с англ. / Под ред. Э.М. Надгорного. М.: Атомиздат, 1975. - 472 с.

8.А.Н. Матвеев. Электричество и магнетизм. М.: Высшая школа, 1983. – 463с.

Воронежский государственный технический университет

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Работы, входящие в данный сборник, посвящены различным вопросам и задачам обеспечения и повышения качества и надежности радиоэлектронных устройств, приборов, комплексов и систем, программно-технических систем и комплексов, освещают вопросы разработки соответствующих методик, моделей, алгоритмов, методов проектирования, анализа и оценки показателей качества и надежности, отражают результаты практических и теоретических исследований, проектных работ, проведенных в вузах и предприятиях г. Воронежа. Опубликованные статьи отражают современный уровень и перспективные направления в области создания и производства высоконадежных радиоэлектронных средств, технических и программно-технических систем, имеют прикладную направленность и охватывают широкий круг вопросов, связанных с проектированием, испытаниями, изготовлением и эксплуатацией данного класса устройств и систем.

СОДЕРЖАНИЕ

ВВЕДЕНИЕ…………………………………………………..3

В.С. Скоробогатов, Ю.М. Данилов, И.В Сычев., С.А. Поляков Исследование влияния режимов алмазного шлифования кремния на основные показатели процесса………………………………………………………………...4

В.С. Скоробогатов, Ю.М. Данилов, И.В. Сычев, М.В. Дулин Исследование влияния режимов алмазного шлифования кварца на основные показатели процесса………………………………………………………………...9

В.С.Скоробогатов, Ю.М. Данилов, И.В. Сычев, В.Э. Кукин Влияние смазывающее-охлаждающей жидкости при шлифовании кварца………………………………………………………...……...15

В.С. Скоробогатов, Ю.М. Данилов, И.В. Сычев, А.В. Кустов Очистка поверхности полупроводниковых пластин………………………………………………………………...19

В.С. Скоробогатов, Ю.М. Данилов, И.В. Сычев, А.Л. Долгов Механические свойства материалов для изготовления деталей оборудования, применяемого в электронной промышленности……………………………………………………..23

В.С. Журилов, Л.Н. Никитин Автоматический цифровой мультиметр……………………………………………………………26