Учебное пособие 2194

мировой практике решений построения преобразователей частоты. Важно, что указанная широкополосность достигнута без использования колебательных систем, которые непригодны для интегральной реализации.

Исследования работы согласующих устройств подтвердили правильность рассчитанных номиналов их структурных элементов. Подтвердился существенный рост коэффициента передачи полезного сигнала при одновременном уменьшении уровня побочных гармоник относительно полезного сигнала.

Анализ спектров выходных сигналов при разных входных частотах показал, что подавление нечетных гармоник дифференциальным каскадом, стоящим на выходе ПЧ, вполне качественно. Уровень побочных четных (наиболее сильных гармоник) не превышает допустимых порогов. Температурный анализ доказал способность преобразователя частоты эффективно функционировать в широком диапазоне темпера-

тур [от -400C до +1250C].

Экспериментальные исследования топологи ячейки преобразователя подтвердили правильность расположения ее структур – приборы топологии и шины трассировки межсоединений размещены оптимальным образом и не вносят изменений в работу ячейки преобразователя. Экстрактированная из топологии принципиальная электрическая схема работает идентично спроектированной принципиальной электрической схеме, т.е. диапазон рабочих частот остается в той же полосе. Амплитуда полезного сигнала находится в пределах, определенных расчетами. Отклонение от типовых параметров топологических слоев, которые возможны в процессе производства кристаллов, не влечет за собой выход ПЧ из строя. При повышении номиналов параметров топологических слоев амплитуда выходного сигнала увеличивается с одновременным уменьшением уровня побочных гармоник относительно уровня полезного сигнала.

Применение высокочастотных RF-транзисторов в дифференциальных каскадах и выходного согласующего устройства позволяет существенно расширить диапазон рабочих частот даже без дополнительного пересчета номиналов элементов этих каскадов.

Базируясь на запатентованной структуре [20], разработан с применением технологического базиса проектирования XH035 СФ блок преобразователя частоты на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов и выполняющий функцию умножения с кратностью N=2. СФ блок является работоспособным и характеризуется широкополосностью в полторы декады в диапазоне частот 10-500 МГц без перестройки его параметров [108].

61

Выводы к главе 2

На основании полученных результатов, следует:

1.С использованием синтезированных нелинейных реактивных элементов разработана методика преобразования сигнала входной частоты, заключающаяся в подавлении постоянной составляющей тока в спектре выходного сигнала. Подавление постоянной составляющей в спектре выходного сигнала составляет порядка 50-70 дБ.

2.Разработанная принципиальная электрическая схема параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний с кратностью умножения N=2 обладает широкополосностью 1,5 и не требует перестройки параметров структурных элементов.

3.Проведенное всестороннее исследование разработанного СФ блока преобразователя частоты без колебательных систем на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов и его топологическое представление в формате GDSII базы данных САПР Cadence, Synopsys, Mentor Graphics в технологическом базисе XH035 показало полную работоспособность преобразователя:

- проведена оценка широкополосности схемы ячейки преобразователя без согласующих устройств и влияния согласующих устройств на широкополосность схемы ячейки;

- проведен анализ спектрального состава выходного сигнала; - оценено изменение коэффициента передачи полезного сигнала с

ростом частоты входного сигнала и при изменении рабочей температуры схемы;

- дана оценка изменения коэффициента передачи полезного сигнала при изменении напряжения смещения диодов;

- проведено моделирование топологии ячейки при различных частотах входного сигнала, определенных при исследовании электрической схемы;

- проведено исследование влияния возможного изменения параметров структурных элементов топологии при изготовлении схемы.

Экспериментальные исследования электрической схемы спроектированного кристалла ПЧ, экстрактированной из топологии, доказали правильность выбора элементной базы, на которой построен ПЧ, и соответствие их параметров расчетным значениям. Моделирование топологии преобразователя частоты подтвердило правильность расположения

ееструктур и способность ячейки работать в широком диапазоне входных сигналов при отклонениях электрических параметров структурных топологических элементов, возможных в технологическом процессе производства кристаллов.

62

Реализованная на Hard-уровне базовая ячейка преобразователя частоты может быть включена в состав библиотек микроблоков (Marco Cells Library) соответствующих технологических процессов отечественных и зарубежных «кремниевых фабрик». Наличие микроблока данной ячейки в составе Design Kit, предоставляемом «кремниевыми фабриками» разработчикам ИС, позволит сократить срок проектирования ИС, содержащие встроенные преобразователи частоты. Преобразователи частоты, построенные на базе разрабатываемой ячейки, могут составить конкуренцию применяемым, в настоящее время, сложным схемам преобразования частоты на базе ФАПЧ (PLL-генераторы).

63

ГЛАВА 3. МЕТОДИКА ПОСТРОЕНИЯ ШИРОКОПОЛОСНОГО УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ СУБМИКРОННОГО ТЕХНОЛОГИЧЕСКОГО БАЗИСА

Согласно проведенным исследованиям известных архитектур устройств умножения частоты реализация УЧ в интегральном исполнении возможна на базе варакторного УЧ на основе бесфильтрового способа построения схемотехники, для чего требуется исключить из состава УЧ колебательные системы (фильтры, согласующие устройства). Для реализации необходимо найти схемотехническое решение бесфильтровой базовой ячейки удвоения частоты колебаний, удовлетворяющее поставленным условиям работоспособности применительно к субмикронным технологическим процессам, построенную на основе варактора, и обеспечивающую требуемые электрические характеристики и параметры.

Важным моментом при реализации варакторных УЧ по субмикронным технологиям является наличие в составе библиотек элементов технологии подходящих для реализации приборов, имеющих на требуемых частотах функционирования емкостные свойства. Поэтому требуется определить режимы работы таких полупроводниковых приборов, позволяющих реализовать умножение частоты.

Результаты проведенных работ позволяют определить следующее направление исследований - нахождение подходящих для реализации в интегральном исполнении с применением субмикронных технологий схемотехнических решений базовой ячейки удвоения частоты гармонических колебаний, построенных с использованием в качестве нелинейного элемента варактора. Методика реализации широкополосного УЧ гармонических колебаний должна обеспечивать возможность разработки устройств умножения частоты, обеспечивающих диапазон рабочих частот не менее декады для поддержки конкурентоспособности с существующими устройствами в интегральном исполнении и иметь низкие уровни побочных гармоник при наибольшей простоте и наименьших габаритах конструкции. Для контроля работоспособности методики целесообразна разработка модели устройства, проведение цикла исследований модели и реализация УЧ в виде топологии с проверкой ее на основе имеющихся технологических библиотек, моделей структурных схемотехнических компонентов.

64

3.1. Разработка структуры базовой ячейки варакторного удвоителя частоты

УЧ без резонансных колебательных систем могут работать в широкой полосе частот и реализуются с использованием следующих методов: непосредственного синтеза полиномов Чебышева TN(X) или другого вида периодических характеристик; с использованием свойств полиномов TN(X) в виде соотношения

где τ = t, использованием свойств тригонометрических полиномов, когда известны их нули [119].

В первом случае используется характеристика сложной формы с несколькими экстремумами, во втором – функциональные перемножители и вычитающие устройства, в третьем – делители, перемножители, сумматоры и выпрямляющие устройства. Наиболее простым при практической реализации является первый метод.

Обычно такие варакторные УЧ реализуются с использованием варакторов, работающих в барьерном режиме с коэффициентом нелинейности вольт-фарадной характеристики (л.6) γ=0,5. В этом случае возможны варианты эквивалентных схем на основе генератора тока [120] и генератора напряжения.

Реализация бесфильтрового источника тока требует сравнительного мощного источника напряжения, что проблематично при микроисполнении. При использовании генератора напряжения с малым выходным сопротивлением для построения варакторного УЧ без резонансных контуров также возникают проблемы, поскольку в этом случае выходное сопротивление источника сигналов шунтирует внешнюю нагрузку, на которой выделяется выходной сигнал частоты 2 , создаваемой варакторами. В результате на выход устройства частота 2 не передается.

Согласно проведенным исследованиям, представленным в [99], полупроводниковые диоды в составе библиотек отражают известные частотные свойства полупроводниковых диодов, заключающиеся в том, что на высоких частотах начинают проявляться их инерционные свойства, характерные для диодов с накоплением заряда [121]. Вольтамперная характеристика имеет гистерезисную форму, свидетельствующую о наличии емкостных свойств. С повышением частоты наблюдается усиление эффекта накопления.

Известен УЧ, содержащий источник входного сигнала, входную и выходную согласующие цепи, два варактора [122]. Недостатками этого известного устройства являются узкополосность и высокий уровень по-

65

бочных гармоник в выходном сигнале. Узкополосность обусловлена малой полосой пропускания входной и выходной согласующей цепей, выполненных в виде LC-контуров. Для эффективного подавления побочных гармоник выходной контур должен иметь высокую крутизну амплитудно-частотной характеристики, зависящей от добротности контура: чем выше добротность, тем больше крутизна. Однако полоса пропускания контура, относительная ширина которой равна 1/QЭ (QЭ - эквивалентная добротность контура), получается при этом малой. Поэтому УЧ является узкополосным.

Наиболее близким по технической сущности к рассматриваемому УЧ является умножитель, содержащий источник входного гармонического сигнала, входную и выходную согласующие цепи, первый и второй варакторы [123].

Недостатком этого известного устройства является низкая широкополосность и высокий уровень побочных гармоник в спектре выходного сигнала. В этом устройстве, реализованном на трансформаторе с ферромагнитным сердечником, малая широкополосность обусловлена несколькими причинами. Одной из них является сложность обеспечения равенства сопротивлений полуобмоток вторичной обмотки трансформатора. В результате амплитуды токов, протекающих через каждую из полуобмоток трансформатора, значительно отличаются. При изменении частоты также изменяются амплитуды спектральных составляющих токов, протекающих как через первый и второй варакторы, поскольку их сопротивление XB=-j/ωCB (CB - емкость варактора), так и через выходную согласующую цепь ZL, сопротивление которой ZL=RL+JωLC (RL, LC - омическое сопротивление и индуктивность выходной согласующей цепи). Кроме этого, с ростом частоты даже на относительно низких частотах (единицы мегагерц) начинает оказывать влияние и индуктивность рассеяния обмоток трансформатора, что также приводит к изменению амплитуд токов, протекающих через полуобмотки трансформатора и, соответственно, через выходную согласующую цепь. В результате этого диапазонность устройства существенно ограничена и практически со-

ставляет ± 3 ÷ 5 % [123].

Ток, протекающий через каждый из варакторов устройства [123], содержит большое число гармоник, что обусловлено режимом работы варакторов с частичным открыванием р-n переходов, богатого гармониками. Этот режим устанавливается, поскольку в схеме нет источника внешнего смещения, а запирающее автоматическое смещение создается на сопротивлении RL выходной согласующей цепи прямым током р-п переходов при их частичном открывании за счет приложенного к ним

66

высокочастотного напряжения. Поэтому устанавливается режим с

напряжением смещения Еавт<|Um1+Um2|, где Um1, Um2 - амплитуды напряжения первой и второй гармоник. В этом режиме, как известно, вольт-фарадная характеристика варактора сильно нелинейна, прежде всего за счет большой нелинейности диффузионной емкости р-n перехода. Поэтому спектр токов, протекающих через варакторы, содержит большое число гармоник с высоким уровнем, составляющим - (25÷30)dB по сравнению со второй гармоникой [123].

Поскольку протекающий через нагрузку ток является разностным током обоих плеч, то нечетные гармоники вычитаются, а четные гармоники суммируются. Наибольшей из этих гармоник является вторая, определяющая полезный эффект. При этом четвертая гармоника, уровень которой будет высоким, определяет уровень побочных колебаний.

Кроме этого, в спектре выходного сигнала содержатся также и нечетные гармоники, уровень которых определяется неидентичностью полуобмоток вторичной обмотки трансформатора. Идентичность указанных выше полуобмоток на практике с высокой точностью обеспечить невозможно из-за конструктивных и технологических особенностей трансформатора. Таким образом в спектре выходного сигнала уровень побочных колебаний высок.

Основной недостаток УЧ, описанного в работе [123], – невозможность реализации в интегральном исполнении.

Для устранения описанных выше недостатков и решения ряда задач, определенных в целях исследований, можно использовать устройство [60], в котором для выделения сигнала частоты 2 последовательно с варакторами включены нагрузочные резисторы, а для передачи полученного на этих резисторах напряжения используется выходная согласующая цепь с двумя противофазными входами. Для умножения частоты используется барьерная ёмкость полупроводникового диода с резким законом изменения концентрации примесей. Использование ёмкости запертого р-п перехода весьма перспективно, так как она имеет высокую добротность, малый температурный коэффициент, низкий уровень собственных шумов, не зависит от частоты вплоть до миллиметрового диапазона волн [124].

Использование предлагаемой архитектуры УЧ в качестве компонентов микроэлектронных изделий (СФ блок) возможно при условии выполнения реализуемости в интегральном исполнении структурных компонентов умножителя и требований к составляющим полупроводниковым структурам. Достигаемый технический результат - увеличение широкополосности и снижение уровня побочных гармоник. Гармониче-

67

ский УЧ, предлагаемый для реализации в интегральном исполнении, содержит источник входного гармонического сигнала, входную и выходную согласующие цепи, а также цепи варакторов с источниками смещения и проходными конденсаторами для фильтрации постоянной составляющей (рис. 3.1).

Рис. 3.1. Структурная схема параметрического УЧ гармонических сигналов без колебательных систем [99]: 1 - источник входного сигнала; 2 - входная согласующая цепь с фазовращателем; 3 - выходное согласующее устройство; 4, 5 - варакторы; 6,7 - нагрузочные резисторы ; 8, 9, 13, 14 - разделительные конденсаторы; 10 - двухполяный источник сме-

щения рабочей точки варакторов; 11, 12 - резисторы источников напряжения смещения варакторов

Параметрический УЧ [60] направлен на увеличение широкополосности и снижения уровня побочных гармоник в выходном сигнале (рис. 3.1). Это достигается тем, что в гармоническом УЧ, содержащем источник входного гармонического сигнала, входную и выходную согласующие цепи, первый и второй варакторы, входная согласующая цепь выполнена с двумя синфазными выходами, а выходная согласующая цепь содержит два противофазных входа, первый и второй варакторы имеют ступенчатый закон изменения концентрации примесей.

На основе [60] было предложено бесфильтровое устройство умножения частоты [115, 116, 124, 125]. Представленный гармонический УЧ работает следующим образом.

В исходном состоянии на анод первого варактора 4 через третий резистор 11 подается отрицательное напряжение - Е от двухполярного источника напряжения смещения 10, которое задает исходную рабочую точку этого варактора в запертом состоянии. Кроме этого, на катод второго варактора 5 с положительного электрода этого источника через четвертый резистор 12 подается положительное напряжение +Е, которое

68

также задает исходную рабочую точку и этого варактора в запертом состоянии.

При подаче сигнала частоты ω от источника гармонического сигнала 1 на вход входной согласующей цепи 2 на каждом из ее выходов образуется по синфазному гармоническому напряжению, имеющему равные амплитуды и начальные фазы. Одно из этих напряжений воздействует на цепь, состоящую из конденсатора 8, первого варактора 4 и первого резистора 6, а второе - на аналогичную цепь, состоящую из второго конденсатора 9, второго варактора 5 и второго резистора 7.

В результате в ветви, содержащей первый варактор 4, протекает ток i1'(t), а в ветви, содержащей второй варактор 5, протекает ток i2"(t). В идеальном случае, когда параметры элементов схемы имеют одинаковые номиналы, токи i1' (t) и i2" (t) равны между собой. Поэтому можно считать, что через каждую из этих ветвей протекает ток

где Im1 - амплитуда тока первой гармоники.

Наличие только гармоник напряжения на каждом из варакторов обусловлено тем, что режим работы варакторов выбран таким, чтобы амплитуды напряжений Um1 и Um2 на каждом из них удовлетворяли условию Um1+Um2<(φk-E), что обеспечивает барьерный режим работы обоих варакторов. Кроме этого, первый варактор 4 и второй варактор 5 выбраны со ступенчатым изменением концентрации примесей. Поэтому вольт-фарадная характеристика каждого их них описывается выражени-

ем [124]

где Со - емкость варактора при напряжении Е; Е - напряжение смещения; φк=(0.3-0.5)В - контактная разность потенциалов; u - мгновенное значение напряжения, приложенного к варактору.

Поскольку зависимость (3.3) нелинейная и представляет одну ветвь квадратичной параболы, то при протекании тока (3.2) через каждый из варакторов на каждом из них образуется и вторая гармоника напряжения. Так как ток i1 в первый варактор 4 втекает (при положительной полярности воздействующего на него напряжения частоты ω, а из второго варактора ток i1 вытекает (как видно из рис. 3.1), то вторые гармоники напряжений, возникающие на каждом из этих варакторов, находятся в противофазе, т.е. имеют начальный фазовый сдвиг, равный 180°. Поэтому мгновенное значение напряжения на первом варакторе 4 определяется выражением

69

где Um1=Im1/ ω C0, а Um2=Im1/4 ω Co.

На втором варакторе 5 мгновенное значение напряжения определяется следующим соотношением

В выражениях (3.4) и (3.5) фазовый сдвиг спектральных составляющих частоты 2ω учитывается знаками «плюс» и «минус» при вторых слагаемых.

С помощью выходной согласующей цепи 3, имеющей два противофазных входа, колебания частоты 2ω, созданные на первом резисторе 6 и втором резисторе 7, передаются на выход устройства. Колебания частоты ω на выход устройства не передаются, а подавляются выходной согласующей цепью 3, так как они синфазны. Поэтому на выходе устройства формируется колебание только с частотой 2ω. Данное динамическое устройство сохраняется в широкополосной полосе частот, что обеспечивает широкополосность умножителя.

Как следует из изложенного выше, для выделения выходного сигнала (частоты 2ω) нет необходимости в использовании LC-цепей, имеющих частотную зависимость сопротивлений и поэтому ограничивающих полосу рабочих частот. Поэтому как выходную согласующую цепь 3, так и входную согласующую цепь 2 необходимо выполнять широкополосными, что обеспечивает как широкополосность всего устройства, так и упрощает его реализацию. При этом неоспоримые преимущества имеет устройство, в котором согласующие цепи выполняются в виде широкополосных усилительных каскадов на транзисторах. Такие цепи легко реализуются без индуктивных элементов, что позволяет применить для их практического выполнения интегральную технологию, обеспечивающую высокую точность выполнения элементов и, соответственно, достичь на практике равенства токов i1'(t) и i2"(t), напряжений u'(t) и u"(t), действующих в разных участках схемы УЧ. В результате обеспечивается высокая степень подавления колебания частоты ω выходной согласующей цепью 3, составляющая -(40÷60)dB и ниже, что хорошо известно из технических характеристик устройств, выполненных по интегральной технологии, например, операционных усилителей. Таким образом, в анализируемом устройстве достигается режим работы с малым уровнем побочных гармоник на выходе, причем значительно более низким, чем это имеет место в случае применения LC-элементов в известных устройствах [122, 123].

Как выходное сопротивление входной согласующей цепи 2, так и входное сопротивление выходной согласующей цепи 3 в общем случае оказывают влияние на уровень напряжения частоты 2ω, передаваемого с

70