Учебное пособие 2194

лее, благодаря чему уровень четвертой гармоники существенно снижается при незначительном уменьшении амплитуды выходного напряжения.

Выводы к главе 4

В ходе проведения исследований получены следующие результа-

ты:

1.Впервые разработана методика построения умножителя частоты гармонических колебаний с эффективным подавлением побочных гармонических компонент спектра выходного сигнала, заключающаяся

виспользовании искажающего метода умножения сигналов и компенсационного способа подавления побочных спектральных составляющих выходного сигнала, позволяющая создавать простые и эффективные устройства умножения частоты гармонических сигналов с применением стандартных библиотечных МОП-транзисторов в качестве активных элементов;

2.Разработан алгоритм реализации УЧ с эффективным подавлением побочных гармонических компонент спектра выходного сигнала, заключающийся в:

- использовании двух пар МОП-транзисторов в качестве активных приборов УЧ;

- формировании из входного сигнала двух пар сигналов, фазы которых сдвинуты на 00 и 1800, 900 и 2700;

- задании рабочего режима активных приборов цепями смещения; - формировании выходного сигнала на каждой из пар, спектр ко-

торого богат высшими кратными входной частоте гармониками; - использовании компенсационного способа подавления побочных

спектральных компонент с помощью выходного согласующего устройства, при котором в спектре выходного сигнала существенно (-110 дБ) подавляются все нечетные гармоники, а также значительно (до -114 дБ) снижаются уровни четвертой, восьмой и т.д. (кратных четырем относительно входной частоты).

3.Принцип эффективного подавления побочных гармоник запатентован в виде схемотехнического решения УЧ [146] и отличается от известных отечественных и зарубежных решений существенным уменьшением уровня побочных компонент в спектре выходного сигнала.

4.С использованием предложенной методики разработан с применением субмикронной технологии XH035 и исследован СФ блок удвоителя частоты. Широкополосность разработанного умножителя со-

111

ставляет две декады при подавлении побочных гармоник в спектре выходного сигнала до уровня -106 дБ и более, что существенно лучше известных мировых и отечественных достижений.

5.Оформлена и отправлена в Роспатент заявка на регистрацию разработанной с использованием предложенной методики топологии УЧ.

6.На основе предложенной методики был реализован СФ блок УЧ

сприменением субмикронной технологии XH035 (технологические нормы 350 нм) и использован при реализации встроенного тактового генератора первого отечественного микроконвертера 1874ВЕ96Т, выпускаемого ОАО «НИИЭТ» (акт внедрения, прил. 1).

7.На основе предложенной методики был реализован СФ блок УЧ

сприменением субмикронной технологии EF250-HHNEC (технологические нормы 250 нм) и использован в составе генератора тактового сигнала микроконтроллера 1887ВЕ3Т, выпускаемого ОАО «НИИЭТ» и предназначенного для использования в высокопроизводительных системах с большим числом объектов (акт внедрения, прил. 1).

На основе полученных результатов исследований можно сделать следующие выводы:

- предложенная методика построения УЧ с эффективным подавлением побочных гармонических компонент в спектре выходного сигнала позволяет реализовывать умножители в интегральном исполнении; - реализация УЧ с использованием предложенной методики возможна с использованием современных субмикронных и глубоко субмикронных технологических базисов без применения дополнительных внешних фильтров с использованием стандартных библиотечных эле-

ментов; - использование предложенной методики для реализации УЧ поз-

волит разрабатывать современные устройства умножения частоты с высокими техническими показателями: широкой диапазонностью, превышающей две декады, и низким уровнем побочных спектральных компонент выходного сигнала.

112

ГЛАВА 5. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТЫ НА МОПТРАНЗИСТОРАХ

Процесс умножения частоты гармонических колебаний, возможность реализации кратного преобразования сигналов в виде «систем на кристалле» представляет собой далеко не изученную область. Проведенный анализ архитектур УЧ, исследования по созданию методик проектирования УЧ в интегральном исполнении доказали возможность реализации устройств умножения частоты гармонических колебаний с использованием субмикронного и глубоко субмикронного технологических базисов. Однако до сегодняшнего времени исследования технологий на предмет реализуемости УЧ и оценка влияния технологического процесса с субмикронными проектными нормами на интенсивность генерируемой гармонической компоненты, в частности, при использовании в качестве нелинейности характеристик МОП-транзисторов не нашли отражения в литературе.

Поэтому представляется целесообразным разработать методику расчета предельных значений гармонических компонент выходного тока МОП-транзистора с индуцированным каналом в режимах умножения частоты в зависимости от топологических норм субмикронных технологий и дать оценку влияния используемых технологий на интенсивность генерации гармонических компонент.

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:

-определение способа математического описания характеристик МОП-транзисторов;

-разработка методики расчета предельных значений гармонических компонент выходного тока МОП-транзистора в режиме кратного умножения частоты;

-разработка методики расчета преобразования частоты на МОПтранзисторе с учетом влияния помеховой компоненты входного сигнала.

5.1. Расчёт сток-затворной характеристики МОП-транзистора

Переход к различным топологическим нормам влечёт за собой изменение сток-затворной характеристики МОП-транзистора. Вследствие этого возникает необходимость проведения анализа влияния параметров канала транзистора на режим преобразовательного процесса.

От длины и ширины канала, от закона распределения примесей в канале МОП-транзистора зависят его пороговое напряжение, ток стока

113

[150]. Интегральное влияние технологического базиса учитывается в нелинейной форме сток-затворной характеристики МОП-транзистора, которую в целях общности подхода можно задать в общем виде

В качестве базовых параметров канала (l/w l-длина канала, w- ширина канала) целесообразно рассмотреть типовые проектные нормы различных технологических процессов в диапазоне от субмикронного 0,6 мкм до глубокого субмикронного топологического базиса 40 нм.

Процедура аппроксимации сток-затворных характеристик МОПтранзистора для заданного в принятой субмикронной технологией отношения длины канала к ширине канала МОП-транзистора описана, в частности, в работах [151, 152].

Для расчета предельных значений гармонических компонент МОП-транзистора используется описанный ниже метод аппроксимации сток-затворных характеристик МОП-транзисторов.

Моделирование проводилось в САПР Cadence [112]. Проведен анализ сток-затворной характеристики для перечисленных выше значений соотношения l/w в диапазоне изменения напряжения на затворе [0;1]В для spice-моделей транзисторов BSIM3v3 (обозначаемые как LEVEL 11). Модель данного уровня содержит более 100 параметров, большинство из которых связано с моделированием эффектов второго порядка. Схема измерения сток-затворной характеристики в статическом режиме анализа представлена на рис. 5.1.

Рис. 5.1. Схема измерения сток-затворной характеристики в статическом режиме анализа

114

Алгоритм моделирования следующий. Подключили источник постоянного напряжения VDC (V3), выполняющий функцию регулируемого источника напряжения смещения для транзистора. Значение напряжения (начальное) составляет 0В, что связано с необходимостью проведения параметрического анализа во всем допустимом диапазоне напряжений смещения транзистора.

Между стоком и истоком транзистора подключили источник постоянного напряжения VDC=100мВ и VDC=50 мВ (для случая 90нм/120нм). Значение напряжения на затворе выбрали из диапазона 0..1В. Дальнейший расчет состоит в аппроксимации динамической характеристики МОП-транзистора полиномом Чебышева 10 порядка. Для заданных исходных точек {Xi(напряжение); Yi(ток)}, i = 1..N, требуется найти такую аппроксимирующую функцию F(x) (с некоторым набором произвольных коэффициентов, значения которых надо будет определить, согласно исходным данным), чтобы сумма квадратов отклонений F(Xi) и Yi была минимальной среди функций Y(x) с другими коэффициентами.

Следовательно, надо минимизировать такую сумму: S=Sum((F(Xi)-Yi)^2), i=1..N. Если в качестве F(X) использовать полином степени Np: F(x) = K0+ X * K1 + ... + X^Np *Knp, то фактически надо определить набор коэффициентов: {Ki}, i= 0..Np. Поэтому надо иметь хотя бы (Np+1) экспериментальных точек.

Исходными данными для расчета являются значения напряжения порогового напряжения для транзистора и значения токов стока транзистора для разных значений соотношений l/w. В классе polynom объектом будет полином, т. е. функция одной переменной (например, x) вида p(x) = an*xn + ... + a2*x2 + a1*x + a0. Очевидно, полином как функция целиком определяется указанием целого положительного числа n, которое задает наибольший показатель степени аргумента, коэффициент при котором не равен нулю (an не равно нулю), и вектора длиною n+1 из его коэффициентов с = [an ... a2 a1 a0].

Проведем расчет полиномов для указанных значений соотношений l и w.

В таб. 5.1 представлены результаты расчетов – значения коэффициентов полинома для различных соотношений l/w транзистора.

Согласно данным табл. 5.2 следует, что погрешность измерений при аппроксимации методом наименьших квадратов имеет порядок 10- 9- 10-8,что составляет менее 10%.

115

Таблица 5.1 Значение напряжения смещения в диапазоне Uсм [0;1] В

Следовательно, аппроксимация полиномом Чебышева 10-го порядка позволяет описать ВАХ МОП-транзистора с высокой степенью точности для выбранных технологических параметров. В результате искомая характеристика имеет вид

y(u) a0 a1u a2u2 a3u3 a4u4 a5u5 a6u6 a7u7

, (5.2)

a8u8 a9u9 a10u10

где аi (i = 0, 1,…, 10) – коэффициенты полинома Чебышева, представленные в табл. 5.1 для различных технологий.

116

5.2. Методика расчета значений гармонических компонент выходного тока МОП-транзистора в режиме кратного умножения частоты

5.2.1. Аналитические соотношения

Считаем, что характеристика (5.1) допускает разложение в ряд Тейлора на всём интервале, включая его концы. Пусть в установившемся режиме к входу МОП-транзистора приложено воздействие

где U0 – постоянная составляющая приложенного напряжения, UМС, ωС, и С – амплитуда, частота и начальная фаза колебания с частотой сигнала.

Амплитуда воздействующего колебания может изменяться в широких пределах с учётом аппроксимирующей в интервале приложенных напряжений нелинейной характеристики транзистора.

Далее, применяя аппроксимацию сток-затворных характеристик МОП-транзистора, можно вывести ряд основных аналитических соотношений. Среди работ, посвященным задачам аппроксимации характеристик, можно отметить, прежде всего, источники [91, 145].

Вопросы спектрального анализа подробно освещены в ряде работ [37, 55, 153-159]. Учитывая приведённые работы, в соответствии с характеристикой (5.1) и воздействием (5.3) искомый спектр отклика, представленный в символической форме, можно записать в виде

модифицированная функция Бесселя 1 рода p-го порядка.

Метод определения спектрального состава основан на применении ряда Тейлора, представленного в символической форме в виде экспоненциальных функций. Раскрытие сумм в выражении (5.4) с учётом свойства модифицированных функций Бесселя I+p(z) = I-p(z) [157], [160, 161] позволяет освободиться от отрицательных значений «р», а учёт формул Эйлера [160], [162], связывающих экспоненциальную и тригонометрическую функции, приводит к выражению компоненты N-й гармоники в общем виде.

117

5.2.2. Алгоритм определения предельных значений гармонических компонент выходного тока МОП-транзисторов в режиме кратного умножения частоты

Найденные аналитические соотношения позволяют произвести разработку алгоритма расчета предельных значений выходных компонент тока МОП-транзисторов [163, 164]. Алгоритм поддерживает вычисление предельных значений гармонических компонент тока стока при кратном преобразовании частоты при воздействии на затвор транзистора гармонического сигнала для любых существующих технологий, в том числе технологий с проектными нормами в субмикронном и глубоко субмикронном топологическом базисе, и параметрах МОПтранзистора в пределах технологических допусков. Логика построения искомого алгоритма (рис. 5.2) базируется на общем выражении (5.7).

В блоке 1 производится ввод следующих констант:

-параметры длины и ширины (l /w) канала МОП-транзистора; N

–кратность умножения;

-Sp – степень полинома Чебышева;

-a0 – a10 – коэффициенты полинома Чебышева, Umω – амплитуда напряжения входного сигнала,

-U0H – величина начального напряжения смещения;

-U0K – величина конечного напряжения смещения;

-Uс – амплитуда напряжения входного сигнала;

-∆U0 – величина шага напряжения по смещению рабочей точки МОП-транзистора;

-L – номер сечения по смещению рабочей точки транзистора (в начале программы L=0);

-Lк – наибольший допустимый номер сечения по смещению рабочей точки транзистора. Ts(m) – суммарный ток гармоники при заданном L (в начале программы Ts(m)=0), массив сечений L(I), где 0 ≤ I ≤ (U0к - U0н) / ∆U0.

119

начало

1ввод констант

2формирование массивов

3L = 0

6B(m) вычисление

7C(m) вычисление

8T(m) = A(m)·B(m)·C(m)

9Ts(m) = Ts(m) + T(m)

нет

16 L ≤ Lk

да

17 Uo(L) = Uo нач + L·ΔUo

да

18 Uo(L) ≤ Uomax

нет

19 Печать y(u), Tc(L), Tc(Uo)

конец

Рис. 5.2. Алгоритм расчёта предельных значений выходных компонент тока МОП-транзистора в режимах умножения частоты

120