Учебное пособие 2194

Варакторные УЧ в барьерном режиме эффективно работают в широком диапазоне частот, начиная с относительно низких (единиц МГц) до СВЧ диапазона и выше. Это обусловлено постоянством параметров и высокой добротностью варактора в барьерном режиме, высокой технологичностью, низким уровнем шумов. По этим причинам использование варакторных УЧ в барьерном режиме является перспективным.

1.1.7. Ферромагнитные умножители частоты

Ферромагнитные УЧ выполняются на основе ферромагнетиков и обладают рядом достоинств [89 - 94]: высокой надежностью и радиационной стойкостью, что связано с механизмом магнетизма, определяемым электронами внутренних оболочек; возможностью реализации заданных функций с меньшим числом или вообще без локальных неоднородностей в твердом теле типа p-n переход; функциональные преобразования происходят в объеме тела, а не в плоскости типа p-n переход; возможностью введения в магнитный материал пространственноортогональных сигналов; отсутствием шумов, связанных с дискретностью носителей при работе с ортогональным управлением в области насыщения; простотой осуществления развязки между цепями воздействующих сигналов при использовании скрещивающихся полей; возможностью создания анизотропии в ферромагнетике при термомагнитной и механической обработке; низкой стоимостью ферромагнитных материалов; возможностью создания сравнительно просто технологически совмещенных конденсатора и катушки индуктивности.

Известные ферромагнитные УЧ искажающего типа работают в диапазоне частот начиная от низких вплоть до диапазона СВЧ. На высоких частотах УЧ реализуются на катушках индуктивности, выполненных на ферромагнитных сердечниках [91, 92], изготовленных из магнитомягких материалов, обладающих способностью намагничиваться до насыщения в слабых полях и имеющие малые потери на перемагничивание. Широкими возможностями обладают ферриты, позволяющие выполнять магнитопроводы различной конструкции. Такие устройства обладают высокой энергетической эффективностью (до 90 %), надежностью. В диапазоне СВЧ широкополосные ферромагнитные УЧ строятся с использованием магнито-динамического резонанса. Так, в [93, 94] показано, что удвоитель частоты обеспечивает КПД около 60 % в полосе рабочих частот около октавы, при уровне мощности составляющей несколько Ватт.

21

Однако, несмотря на все достоинства подобных УЧ, согласно [89 - 94] можно сделать вывод о том, что использование ферромагнитных умножителей в интегральном исполнении невозможно.

1.1.8. Умножители частоты на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов

Одной из причин, сдерживающих более широкое применение устройств на синтезированных нелинейных реактивных элементах (СНРЭ), является несовершенство элементной базы, которая нуждается в существенном развитии и дополнении. Один из возможных путей в этом направлении – использование СНРЭ, выполненных на основе управляемых ключей и линейных реактивных элементов [95].

В основе принципов построения СНРЭ [78], [95 - 97] лежат законы коммутации в цепях с одним накопителем энергии. Основная идея создания такого рода умножителей заключается в задании такого режима активного прибора, при котором проявляются свойства, не характерные для него в обычном рабочем режиме, например емкостные свойства.

Для создания СНРЭ можно использовать схемы с одним или несколькими ключами, накопители энергии как емкостного так и индуктивного типа. Таким образом, синтез СНРЭ с требуемой ВКХ заключается в отыскании и реализации такого алгоритма коммутации ключей в цепях с одним накопителем энергии, который обеспечивает нужную форму характеристики СНРЭ.

Основным недостатком УЧ на основе СНРЭ в интегральном исполнении является отсутствие характеризации приборов, требуемых для использования в умножителях такого типа. Для реализации УЧ на основе СНРЭ необходимо проведение дополнительных затратных исследований существующих технологий, введение коррекции имеющихся моделей приборов, создание новых характеризованных структур в составе стандартных библиотек, т.е. проведение большого комплекса научноисследовательских работ.

1.2. Пути реализации бесфильтрового умножителя частоты в интегральном исполнении

Согласно проведенным исследованиям существующих архитек- турно-схемотехнических реализаций УЧ выявлено, что в настоящий момент реализация УЧ в интегральном исполнении возможна с использованием двух архитектур, реализующих косвенный способ умножения: УЧ на основе ФАПЧ и устройств прямого цифрового синтеза. Трудоем-

22

кость разработки описанных устройств, требования к наличию в составе технологических библиотек определенных приборов, технологические ограничения, накладываемые на конструкцию, наличие существенных недостатков (высокий уровень побочных спектральных компонент, ограничения шага перестройки и др.) требуют проведения ряда исследований в направлении разработки новых методов построения широкополосных и малошумящих схем умножения в интегральном исполнении.

Не смотря на наличие достаточного большого количества реализаций в дискретном исполнении, до сих пор не найдено каких-либо технических решений построения УЧ в интегральном исполнении.

1.2.1. Преобразователи без колебательных систем

Для реализации УЧ в интегральном исполнении на основе известных архитектурных решений необходима их адаптация, выражающаяся в отказе от резонансных колебательных систем. Согласно результатам анализа литературных источников наиболее перспективными для использования в микроэлектронном исполнении являются умножители частоты искажающего типа. Однако наличие фильтров (колебательных систем) в составе этих устройств существенно усложняет задачу реализации их с применением современных интегральных технологии.

Для реализации широкополосных преобразователей частоты на ПТ могут использоваться как МОП–транзисторы, так и полевые транзисторы с управляющим p-n-переходом. Необходимо также отметить, что они имеют более низкий уровень побочных гармоник, более высокую температурную стабильность параметров, а также более низкий уровень теплового шума по сравнению с устройствами, выполненными на БТ. Поэтому УЧ на ПТ могут, при реализации с применением современных технологий быть конкурентно способными на практике [105].

Одним из вариантов широкополосного преобразователя частоты является устройство на полевых транзисторах, реализованное по схеме с общим истоком с характеристикой, описываемой полиномом Чебышева второй степени, приведена на рис. 1.10 [106]. Устройство состоит из транзистора VT1 и обеспечивающего противо-фазное питание транзисторов VT2 и VT3, образующих двухтактный каскад, работающий в режиме с отсечкой θ = 900 и на общую нагрузку R8. При поступлении на вход устройства гармонического сигнала с частотой ω на выходе его получим

23

где β – коэффициент, характеризующий усилительные свойства полевого транзистора, U3 – амплитуда напряжения входного сигнала.

При поступлении на вход устройства гармонического сигнала с частотой ω на выходе его получим

где β – коэффициент, характеризующий усилительные свойства полевого транзистора, U3 – амплитуда напряжения входного сигнала.

При поступлении на вход устройства гармонического сигнала с частотой ω на выходе его получим

где β – коэффициент, характеризующий усилительные свойства полевого транзистора, U3 – амплитуда напряжения входного сигнала.

Рис. 1.10. Принципиальная схема парафазного усилителя, с характеристикой, описываемой полиномом Чебышева второй степени [106]

Переменная составляющая выходного тока создает на R8 напряжение с удвоенной частотой, которое можно подавать на следующий удвоитель. Основным достоинством такого умножителя частоты является его простота, обусловленная отсутствием перестраиваемых фильтрующих систем, что открывает широкие возможности для интегрального исполнения.

24

В описываемом преобразователе частоты на ПТ возможно появление побочных составляющих, обусловленных следующими причинами: неидентичностью характеристик транзисторов; неравенством напряжений смещения пороговым напряжениям транзисторов; отклонением от квадратичной зависимости вольтамперных характеристик ПТ.

Если напряжения смещения выбрать равными напряжениям отсечки полевых транзисторов, то выражение для амплитуды побочных гармоник примет вид

где n = 1, 3, 5, 7 … .

Для количественной оценки нелинейных искажений можно воспользоваться коэффициентом гармоник

где КА =( 1 2 )/( 1+ 2 ) - коэффициент асимметрии, характе-

2

ризующий степень неидентичности ветвей синтезированной характеристики устройства.

Выражение (1.11) имеет важное практическое значение, так как позволяет определить, с каким разбросом по параметру β нужно подбирать транзисторы, чтобы коэффициент нелинейных искажений умножителя частоты на ПТ не превысил допустимый уровень.

Если амплитуды напряжений, прикладываемых к затворам транзисторов в противофазе, не равны друг другу, то выражение для амплитуды n-ой побочной гармоники в этом случае примет вид

Отсюда видно, что нелинейные искажения, обусловленные не- идентич-ностью характеристик ПТ, исчезают при β1UЗ12 = β2UЗ22.

25

Таким образом, умножитель частоты на ПТ, не имеющий фильтрующих систем, конструктивно может быть реализуем в интегральном исполнении. Нелинейные же искажения, обусловленные неидентичностью характеристик транзисторов и неравенством напряжений смещения напряжениям отсечки ПТ, могут устраняться симметрированием схемы путем соответствующего подбора сопротивлений в цепях нагрузки парафазного усилителя и напряжения смещения на затворах транзисторов VT2 и VT3.

Широкодиапазонные УЧ на ПТ [107], выполненные по схеме с общим затвором, работают в широкой полосе частот вплоть до граничных частот транзисторов по крутизне, которые для современных ПТ составляют единицы гигагерц. Кроме этого за счет обратной связи в этой схеме уровень побочных гармоник как минимум на 15 - 20 дБ ниже по сравнению с устройствами, выполненными по схеме с общим истоком.

Рис. 1.11. Электрическая схема двойного балансного перемножителя [107]

Еще одним вариантом использования полевых транзисторов в бесфильтровом устройстве преобразования, доступного к реализации в

26

интегральном виде, является схема балансного перемножителя с высокой степенью балансировки. Данное устройство позволяет обойтись без частотно-избирательных узлов и получить подавление паразитных гармонических составляющих до 40 дБ. Вариант практического исполнения удвоителя частоты приведен на рис. 1.11.

1.2.2. Компенсационный способ подавления побочных гармоник

Возможность реализации УЧ искажающего типа заключается в использовании компенсационного способа подавления побочных гармоник для эффективной фильтрации выходного сигнала. При этом способе, предложенном в [98], в спектре выходного колебания будут отсутствовать побочные гармоники только в том случае, когда максимальная степень полиномиальной характеристики нелинейного элемента (НЭ) менее 3N (или 2N, если используется одно плечо схемы на рис. 1.12).

Трудность практической реализации компенсационного способа состоит в получении симметричной N-фазной системы гармонических колебаний.

Рис. 1.12. УЧ с компенсационным способом подавления побочных гармоник

Создание НЭ с оптимальными характеристиками рассмотрено в [96] и [99], однако, непосредственная реализация таких элементов крайне затруднительна из-за сложной формы характеристик и наличия падающих (с отрицательным наклоном) участков. Даже при наличии НЭ с оптимальными характеристиками вряд ли можно было использовать их для бесфильтрового умножения частоты при N 3, т.к. малейшие

27

изменения амплитуды входного колебания неизбежно приведут к появлению в спектре выходного сигнала побочных гармонических компонент.

Возможный путь, позволяющий принципиально реализовать способ бесфильтрового умножения частоты состоит в построении умножителя на основе цепочки из удвоителей частоты. Он заключается в использовании:

-нелинейного элемента с квадратичной характеристикой. Элементы с такими характеристиками (или, по крайней мере, с близкими к параболической форме без участка с отрицательным наклоном) существуют. К ним относятся, например, полевые транзисторы и варикапы с резким p–n-переходом. Поскольку квадратичная характеристика является монотонно возрастающей функцией, отсутствует ограничение на амплитуду входного колебания;

-компенсационного способа подавления на выходе колебания с входной частотой , реализация которого не вызывает каких-либо затруднений.

Целесообразно идеальный умножитель частоты выполнять с кратностью умножения N=2 компенсационным методом с использованием нелинейных элементов с квадратичной характеристикой, спектр которых содержит только две частоты: входную ω и выходную 2ω. Такие характеристики имеют варакторы с резким p-n-переходом, работающем в барьерном режиме и технологически реализуемом с высокой точностью требуемой нелинейности вольт-фарадной характеристики, а также полевые транзисторы с МОП структурой и управляющим p-n переходом, проходная характеристика которых также квадратичная. Схема подобного умножителя представлена в частности в [100]. Устройством формируется и выделяется вторая гармоника выходного сигнала, имеющего частоту вдвое большую входного. Все нечетные гармоники подавляются, остальные четные имеют низкий уровень. Основное достоинство его заключается в возможности реализации в интегральном исполнении.

В схемах на варакторах, по сравнению со схемами на полевых транзисторах, коэффициент передачи меньше при одинаковых значениях токов, протекающих через нелинейные элементы. Кроме того, для создания оптимального режима работы в этих устройствах, требуется значительно больший уровень сигнала входной частоты.

Из всех существующих активных элементов наиболее перспективными могут быть полевые транзисторы, обладающие квадратичными проходными характеристиками. В [101] предложена принципиальная

28

схема умножителя, реализованного с использованием полевых транзисторов, включенных по схеме с общим истоком с характеристикой, описываемой полиномом Чебышева. В описываемом удвоителе частоты возможно появление побочных составляющих, обусловленных неидентичностью характеристик транзисторов, неравенством напряжений смещения, отклонения от квадратичной зависимости вольтамперных характеристик полевых транзисторов.

Еще более перспективным является использование умножителей частоты, выполненных на полевых транзисторах при включении с общим затвором [102]. В данном устройстве значительно расширен диапазон рабочих частот. Это обусловлено тем, что в схеме применена отрицательная обратная связь по току, за счет чего выходные характеристики транзисторов более линейны, при этом уменьшается уровень побочных гармоник, по сравнению со схемой включения транзисторов с общим истоком, и разброс по параметрам.

Выводы к главе 1

Существующие схемные решения УЧ не могут удовлетворить потребности разработчиков микроэлектронных компонентов, т.к. являются нереализуемыми в интегральном исполнении. Имеющиеся интегральные реализации УЧ сложны, трудоемки в разработке, обладают рядом недостатков, в том числе, требуют наличия внешних выносных элементов (фильтров). Требуются современные решения УЧ, удовлетворяющие следующим условиям: реализуемость в интегральном исполнении, высокая широкополосность, качественные спектральные характеристики, высокая стабильность выходной частоты, технологичность, простота конструкции и разработки, возможность использования при разработке субмикронных и глубоко субмикронных технологий.

Изложенный материал позволяет сформулировать следующую цель работы. Целью исследований является разработка методик создания устройств умножения частоты, новых схемных и топологических решений УЧ гармонических колебаний в интегральном исполнении с использованием современных субмикронных и глубоко субмикронных технологий, анализ возможностей применения известных архитектурных решений УЧ в качестве структурных компонентов микро- и наноэлектронных изделий.

Для достижения поставленной цели необходимо решить ряд следующих задач:

29

-нахождение способов реализации известных архитектур УЧ гармонических колебаний в интегральном исполнении с применением технологий субмикронного размерного диапазона;

-разработка методики построения (архитектурной, схемотехнической и топологической реализаций) широкополосного ПЧ в интегральном исполнении с использованием субмикронных технологий;

-практическая реализация архитектур ПЧ с использованием стандартных библиотечных компонентов технологий в субмикронном базисе;

-разработка методики эффективного подавления паразитных гармонических спектральных компонент умножителя, разработка архитектуры умножителя с эффективным подавлением паразитных гармоник в интегральном исполнении. Исследование и моделирование функциональных и эксплуатационных характеристик схемных решений УЧ с использованием реального технологического процесса с субмикронными топологическими нормами, оценка эффективности найденных решений;

-разработка методик расчета преобразователей частоты на МОПтранзисторах и определения потенциальных значений гармонических компонент выходного тока МОП-транзистора в режиме умножения частоты. Исследование влияния технологического базиса с субмикронными топологическими нормами на генерацию гармонических компонент в найденных решениях УЧ на МОП-транзисторах с использованием библиотечных компонентов ряда распространенных субмикронных и глубоко субмикронных технологий.

Решение поставленных задач целесообразно осуществлять с использованием современной среды проектирования ИС, таких как система автоматизированного проектирования (САПР) Cadence, а также на основе известных и широко используемых технологий субмикронного и глубоко субмикронного технологического базиса, имеющими в своем составе технологические библиотеки структурных компонентов с высокой степенью характеризации, обеспечивающей прецизионную точность моделирования разработанных и исследуемых схемотехнических реализаций аналоговых устройств.

30