Твердотельная електроника / Tverdotila_elektronika

кривій має координати: струм бази спокою IÁ0 і напругу бази UÁE0 , яка викликає цей струм.

Параметри режиму підсилення та їх розрахунок за динамічними характеристиками транзисторного каскаду

До основних параметрів режиму підсилення транзисторного каскаду належать:

- коефіцієнт підсилення за струмом

Imâèõ

Задача знаходження цих параметрів за динамічними характеристиками зводиться до знаходження вхідних і

139

вихідних амплітуд змінних струмів і напруг транзисторного каскаду, які входять до формул (3.73) – (3.77).

Суть графоаналітичного способу визначення параметрів режиму підсилення каскаду за навантажувальними характеристиками полягає в наступному (на прикладі

пряма. Для каскадів (рис. 3.47 та рис. 3.48) ця пряма будується за формулою (3.71). Для каскаду з температурною стабілізацією (рис. 3.49) помітно відрізнятимуться динамічні вихідні характеристики для постійного та змінного струмів (рис. 3.52) унаслідок наявності в емітер-

Тому рівняння вихідної навантажувальної прямої для постійної складової струму транзистора має вигляд (пряма I на рисунку 3.52)

протікає. Тому рівняння вихідної навантажувальної характеристики для змінного струму має вигляд

140

тобто повторює рівняння (3.71). Для каскаду з температурною стабілізацією розрахунок параметрів підсилювального режиму вимагає застосування навантажувальної прямої саме для змінного струму за рівнянням (3.80) – пряма 2 на рисунку 3.52.

Рисунок 3.52 – До графоаналітичного визначення параметрів режиму підсилення транзисторного каскаду

141

2 Будується вхідна навантажувальна характеристика каскаду, яка практично збігається з вхідною характеристикою БТ:

IÁ f (UÁÅ ) при UÊÅ 0 .

3 На вхідній і вихідній навантажувальних характеристиках відмічається положення початкової робочої точки режиму спокою (UÁE0 , IÁ0 ,UKE0 , IK0 ), яку або задають, або вибирають з міркувань проектування.

4 Розгортаючи змінну напругу U ÁE з амплітудою U mÁ відносно постійного рівня UÁE 0 , знаходять відповідну зміну струму I Á відносно струму спокою IÁ0 . Знаходять амплітуду ImÁ (у разі потреби, усереднюючи верхню й нижню

амплітуди: ImÁ ImÁ1 ImÁ 2 ). 2

5 Перенесенням точок В і С на вихідну навантажувальну пряму визначають на ній робочу ділянку струму бази, а також відповідні до цієї ділянки зміни колекторної напруги U KE відносно постійного рівня UKE0 і струму I K відносно

рівня IK0 . За допомогою усереднення визначають амплі-

туди UmK та ImK .

6 Використовуючи знайдені амплітуди U mÁ , ImÁ , UmK , ImK за формулами (3.73) – (3.77), розраховують параметри

режиму підсилення.

Існує також спосіб визначення параметрів режиму підсилення за допомогою h - параметрів. Для найпростішого транзисторного підсилювача на низьких частотах маємо:

142

3.3.4 Частотні властивості біполярних транзисторів

Залежність параметрів БТ від частоти зумовлена інерційністю процесів дифузії неосновних носіїв у базі, а також впливом ємностей переходів і розподіленого опору бази. Ці обставини обмежують частотний діапазон транзисторів. Наприклад, робочі частоти сплавних транзисторів не перевищують 20 - 30 МГц.

На низьких частотах період зміни напруги на ЕП значно більший за час прольоту неосновних носіїв через базу. Внаслідок цього градієнти концентрацій носіїв у базі біля емітера і колектора змінюються одночасно, і тому струм I E ,

I K та I Á синфазний, а коефіцієнти передачі струму h21Á і h21E є дійсними величинами.

При зростанні частоти період зміни напруги на ЕП зменшується і стає сумірним з часом дифузії неосновних носіїв через базу. Це призводить до того, що струм колектора I K відставатиме від струму емітера I E за фазою

(рис. 3.53). Крім того, оскільки впродовж півперіоду прямої напруги на ЕП максимальний згусток інжектованих до бази неосновних носіїв не встигає досягти колектора, то наступного півперіоду концентрація цих носіїв і градієнт їх

143

концентрації біля емітера будуть меншими, ніж у будьякому іншому місці бази. У базі виникає градієнт концентрації неосновних носіїв, який викликає їх рух у бік емітера і зменшення колекторного струму (рис. 3.53). Отже, на високих частотах коефіцієнти передачі струму h21Á та

h21E набирають комплексного характеру і зменшуються за модулем при збільшенні частоти.

Рисунок 3.53 – Струм I E та I K БТ на високих частотах

Для ССБ коефіцієнт передачі струму емітера

Модуль колекторного коефіцієнта передачі БТ у ССБ

144

де h21Á - значення коефіцієнта передачі струму на низьких частотах.

Аргумент коефіцієнта h21Á ( j )

передачі струму зменшується в 2 раза, називається граничною частотою БТ. З формули (3.84) бачимо, що на граничній частоті зсув фаз між вхідним і вихідним струмом

дорівнює 45 . Частотні характеристики БТ у ССБ показано на рисунку 3.54.

Величину h21Á 1/(2 fh21Á ) називають сталою часу БТ

у ССБ, і вона приблизно дорівнює середній тривалості дифузії неосновних носіїв через базу:

Модуль правої частини формули (3.86)

145

Рисунок 3.54 – Частотні характеристики БТ у ССБ

Аргумент

Частота fh21E - це гранична частота БТ у ССЕ, при якій модуль комплексного коефіцієнта передачі струму бази

зменшується в 2 раз.

При цьому граничні частоти транзистора зі спільною базою і спільним емітером мають такий зв’язок:

Зостанніх формул випливає, що частотні властивості БТ

усхемі зі спільним емітером значно гірші, ніж у схемі зі спільною базою. Для порівняння на рисунку 3.55 зображено частотні характеристики обох схем увімкнення.

146

Причиною різкого зменшення в ССЕ при збільшенні частоти порівняно з ССБ є не тільки зменшення коефіцієнта h21Á , а й насамперед збільшення зсуву фаз між

3.56б), і тому зменшується коефіцієнт передачі h21E .

Зрисунка 3.55 бачимо, що для схеми зі спільним емітером існує так звана частота зрізу fT , на якій модуль

h21E дорівнює одиниці:

Рисунок 3.55 – Частотні характеристики БТ у ССБ та ССЕ

147

а) б)

Рисунок 3.56 – Векторні діаграми, що пояснюють зменшення модуля коефіцієнта передачі струму бази

Вплив ємностей переходів і розподіленого опору бази на частотні властивості транзистора

Фізична еквівалентна схема БТ у ССБ на високих частотах показана на рисунку 3.57. На ній враховано вплив бар’єрної ємності КП CK на роботу транзистора. Дифузійна

ємність увімкненого в прямому напрямі ЕП не враховується, тому що малий опір rE звичайно в десятки

тисяч разів менший за опір КП rK , і тому опір rE шунтує ємність ЕП до дуже високих частот.

Змінна складова струму, створеного джерелом IE , розгалужується на три гілки: через опір КП rK , через

струм через ємність майже не протікає. Але при збільшенні частоти опір ємності CK зменшується, і все більша частка

струму від джерела IE проходить через ємність. Для зменшення шунтувальної ємності треба зменшувати опір

робочого кола r + R , щоб виконувалась умова

Á K

148