выходного
трансформатора, так как наличие
сопротивления R К
в
параллельном
каскаде заведомо снижает усиление.
Напомним,
что параметры K Глава 7. Усилители с обратной связью
шение напряжения или тока в нагрузке соответственно к ЭДС E Г
или току I Г источника сигнала. Коэффициент передачи мощнос-
ти K P принято определять как отношение мощности в нагрузке к
мощности на входе четырехполюсника, т.е. после сопротивления
R Г . В режиме согласования, когда R Г = Rвх , входное напряже-
ние каскада составляет 1 Е Г , а входной ток 1 2 I Г . Отсюда сле-2
дует, что
Рвх = 1 4 Е Г I Г , значит,
Подставляя в (7.12) выражения (7.10) – (7.11), получаем
K pсогл = 4 K Uсогл K Iсогл .
К pсогл = (βое )
2
(7.12)
Rвых .
Rвх
(7.13)
'
Поскольку вход и выход каскада согласованы (т.е. R Г = Rвхи
R Н = Rвых ),
'
*
можно
'
записать
*
два
уравнения
'
R Г = (r Б + r Э )(1 + βое γ б 0 ) , R Н = r K (1 + β γ Б ), где
Из этих двух уравнений получаются все необходимые пара-
метры:
'
R Г = Rвх = (r Э + r б ) 1 + β γ б 0 ;
'*
R Н = Rвых = r K 1 + β γ б 0 ;r
Э.
βое = β * r К ' ; γ б =
+ RН+ r б + R 'ГrКrЭ
βое =
β
1 + 1 + β γб0
.
Теперь (7.13) можно записать в следующей форме:
– 131 –
Л.В.
Кропочева. «Усилительные устройства»
K
pсогл
=
(r
Э
+
r
б
)
1+
1+ β γб
0
Формула
(7.14) характеризует усилительную
способность
транзистора. Например, если r K = 1МОм; β = 40; r Э = 25Ом;
r б =100Ом, то К рсогл = 20000, или 43дБ.
(
β r*K
2
)
2
= rK
r Э 1+ 1+ β γб0
(
β γб 0
)
2
.
(7.14)
Рис. 7.3. Зависимость коэффициента усиления мощности в режиме
согласования от глубины внутренней обратной связи
С уменьшением тока
I Э отношение r K r Э меняется мало,а коэффициент γб 0 растет. В пределе при γ б 0 = 1 и β 〉〉1 получа-
ем К рмакс ≈
Для приведенных выше примеров К рмакс ≈ 40000 , или 46 дБ.
На рис. 7.3 показана зависимость K рсогл β γ б 0 , из которой
видно, что практически достижимые коэффициенты усиления мощ-
ности при β = 50 - 200 и γ б 0 = 0,05 - 0,5 составляют 30 – 80 %
максимально возможных.
rК .
rЭ
(
)
§4. Область низших частот
В области средних частот мы пренебрегаем индуктивностя-
ми обмоток трансформаторов, считая их бесконечно большими.
Между тем именно эти индуктивности наряду с емкостями обуслов-
– 132 –
ливают
частотные искажения в области низших
частот. Эквива-
лентные
схемы входной и выходной цепей каскада
для этой обла-
сти
показаны на рис. 7.4. Здесь собственные
сопротивления об-
'моток
включены в сопротивления R
Г
,
R
'вх
и
Rвых
,
R
Н
,
а все
емкости
(см. рис. 7.4) для простоты опущены.
Граничная
частота и выбор индуктивности обмоток
транс-Глава 7. Усилители с обратной связью
форматора. Наличие реактивного сопротивления X L1 (рис. 7.4)
приводит к уменьшению входного тока, а значит, и входного на-
пряжения. Поэтому с уменьшением частоты параметры K U и K I
должны уменьшаться.
Рис. 7.4. Эквивалентная схема усилительного каскада
Их частотные характеристики получаются одинаковыми и
имеют вид:
A=
ω
где A0 – значение параметра на средних частотах, а гранич-
ная частота выражается следующим образом
A
0 ,1 + j ωH
(7.15)
Знак плюс в числителе (7.15) поставлен для общности. Во-
обще говоря, этот знак и соответственно фаза параметра зависят
– 133 –
R
вх || R Г .ωn1 = =
τn1L1
1
'
(7.16)
Л.В.
Кропочева. «Усилительные устройства»
от
включения обмоток. Нетрудно заметить,
что граничная час-
тота
будет минимальной при R
Г
〈〈
R
'вх
и
максимальной при
'R
Г
〉〉
R
вх
.
При заданной граничной частоте (или
постоянной вре-
мени)
необходимое значение индуктивности
первичной обмотки
легко
получается из (7.16).
Перейдем
к анализу выходной цепи. Ответвление
тока экви-
валентного генератора в индуктивность L2 (рис. 7.4) приводит к
уменьшению нагрузочного тока и выходного напряжения. Частот-
ные характеристики параметров имеют вид (7.15), где граничная
частота
янная времени будут меняться. Наилучшие частотные и пере-
'ходные свойства соответствуют малым значениям R Н ; при боль-
'ших R Н частотные свойства ухудшаются.