Частотный модулятор

Частотным модулятором называется устройство, которое изменяет частоту резонансного контура в соответствии с законом модулирующего сигнала. Основной частью частотного модулятора является реактивный элемент (ёмкость и/или индуктивность), величина которого зависит от напряжения на входе модулятора. Для радиотехнических устройств наибольший интерес представляют реактивные элементы, величину которых можно изменять электрическим способом, что позволяет осуществить практически безинерционное управление частотой при любом законе изменения управляющего сигнала. Наиболее широко используются в качестве управляемых реактивностей следующие элементы и устройства: 1) ёмкость p-n– перехода полупроводникового диода – варикапа; 2) реактивный транзистор; 3) ферритовый элемент. Более часто используются варикапы, реже – реактивные транзисторы и ещё реже – ферритовые элементы. В настоящей лекции мы рассмотрим применение варикапов и реактивных транзисторов.

Вначале отметим некоторые общие положения для частотных модуляторов, независимо от типа управляемой реактивности.

Управляемая ёмкость изменяется в пределах

,

а управляемая индуктивность изменяется в пределах

,

где С_Р0,L_Р0– начальные значения управляемой ёмкости и индуктивности соответственно;– изменения значений соответствующих реактивных элементов.

Как выше было показано, девиация частоты связана с изменениями ёмкости и индуктивности контура следующими соотношениями:

(29.29а)

. (29.29б)

Обычно и при подключении управляемых реактивностей, как показано на схемах рис.29.15, можно считать:

при использовании управляемой ёмкости (рис.29.15,а)

,

где – коэффициент включения управляемой ёмкости;¹¹

при использовании управляемой индуктивности (рис.29.15,б)

,

где – коэффициент включения управляемой индуктивности.

С учётом последних соотношений, используя (29.29), можно определить девиацию частоты в каждой схеме.

Очевидно, приведенные выше соотношения можно использовать и при определении расстройки контура в схеме фазового модулятора на основе усилителя с расстраиваемым контуром (см., например, схему рис.29.3).

В реальных устройствах частотный модулятор кроме реактивности вносит в контур ещё и активные потери. Если величина последних велика, то это может привести к срыву колебаний автогенератора (перестанет выполняться условие самовозбуждения АГ). Для уменьшения величины вносимых потерь необходимо слабее связывать частотный модулятор с контуром, что, естественно, приводит к уменьшению девиации частоты. При больших значениях девиации частоты величина активных потерь, вносимых в контур АГ, может существенно изменяться с изменением модулирующего сигнала, что приведёт к изменению эквивалентного сопротивления контура R_oeавтогенератора и, следовательно, к паразитной АМ. ИзменениеR_oeконтура происходит не только за счёт изменения вносимых потерь в контур со стороны управляемой реактивности, но и за счёт изменения реактивных параметров контура, что также сказывается на паразитной АМ как в автогенераторе при осуществлении ЧМ, так и в усилителе при осуществлении ФМ.

Если АГ является диапазонным, то для уменьшения изменения величины девиации частоты по диапазону необходимо, чтобы при ёмкостной перестройке контура частотный модулятор был с управляемой индуктивностью, а при индуктивной перестройке контура частотный модулятор должен быть с управляемой ёмкостью. Для поддержания постоянства величины девиации частоты по диапазону вводят регулируемую связь управляемой реактивности с контуром или применяют сложные виды связи.

Частотный модулятор с варикапом

При изменении обратного напряжения, приложенного к p – n - переходу полупроводникового прибора, будь то диод или транзистор, изменяется величина барьерной ёмкости этого перехода. Следовательно, в этом случае полупроводниковый прибор может рассматриваться как элемент с управляемой ёмкостью, которую можно использовать в частотных и фазовых модуляторах.

Разработаны специальные типы полупроводниковых диодов, предназначенных для использования в качестве управляемой напряжением ёмкости. Такие диоды носят название варикапов(см. лекцию 18). Величина ёмкости варикапа может изменяться в 3…5 раз, а у отдельных типов до 10 раз, при изменении обратного напряжения от – (1…3) В до – (20…30) В.

Эквивалентная схема барьерной ёмкости варикапа представлена на рис.29.16,а, гдеС_В– ёмкость варикапа;r– сопротивление потерь в материале полупроводника;R– сопротивление утечки. На рис.29.16,бпоказана преобразованная эквивалентная схема барьерной ёмкости варикапа при выполнении условия

.

При выполнении указанного условия ёмкость варикапа практически не изменяется при преобразовании схемы. Сопротивление потерь rпересчитывается параллельно сопротивлению утечкиR. Результирующее сопротивление

.

Добротность варикапа

.

Добротность варикапа возрастает с увеличением обратного напряжения (в основном за счёт уменьшения ёмкости варикапа С_В, так как сопротивленияrиRпрактически не зависят от обратного напряжения) и обычно уменьшается с увеличением частоты и повышением температуры.

При работе варикапа в схеме модулятора на нём рассеивается мощность

,

где U_МОД,U_ВЧ– соответственно амплитуда модулирующего и высокочастотного напряжения на варикапе.

Рассеиваемая на варикапе мощность не должна превышать допустимую, которая обычно не выше (50…100) мВт.

На рис.29.17 представлена возможная принципиальная схема LC– автогенератора с варикапом для осуществления ЧМ. На рис.29.18 показана зависимость ёмкости варикапа и действующие на нём напряжения в схеме автогенератора.

Колебательная система АГ образована ёмкостямиС1,С2, индуктивностьюLи варикапом с ёмкостьюС_В. С резистораR2 снимается запирающее напряжениеЕ_В0, определяющее положение рабочей точки варикапа при отсутствии модулирующего сигнала. Модулирующий сигналU_МОДподаётся с модулятора – УНЧ, обеспечивающего необходимый уровень сигнала. Нагрузкой УНЧ является параллельное соединение резисторовR1,R2 и ёмкости варикапаС_В. Остальная часть схемы в силу большого сопротивления ёмкости разделительного конденсатораС_Ру базы транзистора не оказывает на модулятор влияния. Если модулирующий сигнал широкополосный, то могут потребоваться какие-то меры для коррекции АЧХ УНЧ. Чтобы устранить влияние УНЧ и вообще части схемы левее варикапа на АГ, включается блокировочный дроссельL_БЛ, препятствующий прохождению высокочастотного сигнала в сторону УНЧ. На варикапе существует высокочастотное напряжение амплитудойU_ВЧ. Под воздействием модулирующего сигнала изменяется ёмкость варикапа на величину +ΔС_Ви –ΔС_В(рис.29.18). В общем случае характер изменения ёмкости варикапа нелинейный.¹²Из рис.29.18 видно, что ёмкость варикапа претерпевает определённые изменения также под воздействием напряжения высокочастотного сигналаU_ВЧ. В силу этого по причине нелинейного характера ёмкости варикапа даже при отсутствии модулирующего сигнала средняя частота автогенератора будет несколько отличаться от её значения, которое имеет место, если варикап заменить конденсатором с ёмкостьюС_В0. Следовательно, подключение варикапа потребует некоторой подстройки АГ. Для уменьшения влияния нелинейности ёмкости варикапа на среднюю частоту АГ часто применяют встречное включение двух варикапов. Высокочастотные напряжения на варикапах оказываются в противофазе, соответственно ёмкости варикапов под их воздействием изменяются в разные стороны, что обусловливает компенсацию этих изменений в результирующей ёмкости. Модулирующие напряжения, соответственно и ёмкости варикапов изменяются в одну сторону. Очевидно, чем меньше амплитуда высокочастотного сигнала на варикапе, тем меньше нелинейная поправка на частоту. Но чем меньше амплитуда высокочастотного сигнала на варикапе, тем слабее связь его с колебательной системой АГ, что, соответственно, ослабляет влияние варикапа на частоту АГ и потребует изменения ёмкости варикапа в больших пределах.¹³Результирующее напряжение на варикапе не должно превышать допустимое обратное напряжение (рис.29.18) и не должно заходить в область положительных значений. При положительном напряжении на варикапе он открывается, что приводит к резкому увеличению сопротивления потерь в варикапе (добавляется к сопротивлениюrна схеме рис.29.16,а). Также возрастает ёмкость варикапа: вместо барьерной ёмкости перехода проявляется его диффузионная ёмкость. Возрастание потерь в варикапе при его открывании приводит к срыву автоколебаний. Поэтому в практических схемах результирующее напряжение на варикапе не доходит до нулевого значения на (1…2) В.

Исходные данные для расчёта АГ, управляемого по частоте варикапом,¹⁴следующие: средняя (рабочая) частотаf₀; требуемая девиация частоты; ёмкость контура автогенератораС_К; переменное напряжение на контуре автогенератораU_МК.

Расчёт начинается с выбора варикапа. По характеристике С_В=f(е_В) (рис.29.18) выбирается рабочая точка и выбираются пределы изменения ёмкости варикапа ±ΔС_В, определяющие амплитуду модулирующего сигнала на варикапе. Найденное значениеU_МОДиспользуется при расчете УНЧ. Коэффициент включения варикапа в контур часто выбирается в пределахp≤ 0,5. Исходя из ёмкости контура АГС_К, принятых пределов изменения ёмкости варикапа ±ΔС_В, коэффициента включения варикапаp, определяют по формуле (29.29а) получаемую девиацию частоты и сравнивают с требуемой. По результатам сравнения принимают соответствующее решение.

Реактивный транзистор¹⁵

Использование реактивных транзисторов позволяет получить значительно большую девиацию частоты и меньшие искажения, чем при использовании варикапов.

В отличие от варикапа, который может быть подключен как параллельно ветви контура, так и включен последовательно в ветвь контура АГ, реактивный транзистор подключается только параллельно контуру АГ.

Основная схема реактивного транзистора представлена на рис.29.19. Реактивный транзистор может быть выполнен как эквивалентная управляемая индуктивность, так и эквивалентная управляемая ёмкость. Характер эквивалентной реактивности определяется строением фазосдвигающей цепи Z1,Z2.

Реактивный транзистор, включающий собственно транзистор и фазосдвигающую цепь Z1,Z2, подключается параллельно контуру АГ. Соответственно на транзисторе и фазосдвигающей цепиZ1,Z2 действует колебательное напряжениеU, создаваемое АГ относительно точек подключения реактивного транзистора. Часть этого напряжения, выделяемая на сопротивленииZ2 фазосдвигающей цепи, образует напряжение возбуждения транзистора

.

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока транзистора

.

Итак, на транзисторе действует напряжение U, а выходной ток транзистораI_К1. Соответственно отношение напряжения на транзисторе к его току первой гармоники будет определять выходное сопротивление транзистора, то есть

. (29.30)

Согласно (29.30), если отношение сопротивлений Z1,Z2 будет много больше единицы и будет носить явно выраженный реактивный характер, то выходное сопротивление транзистора будет также иметь явно выраженный реактивный характер. Очевидно, чтобы выполнялись эти условия, необходимо, чтобы сопротивлениеZ1 по величине во много раз превосходило сопротивлениеZ2 и чтобы одно из этих сопротивлений было реактивным, а другое чисто резистивным.¹⁶В соответствии со сказанным фазосдвигающая цепь может быть выполнена в виде соединенияRиLилиRиСэлементов, как показано на рис.29.19.

Итак, выходное сопротивление транзистора с фазосдвигающей цепью (рис.29.19) при выполнении указанного соотношения между величинами сопротивлений Z1,Z2

. (29.31)

Если принять Z1 =jωL, аZ2 =R, то получаем

, (29.32а)

где – эквивалентная индуктивность, соответствующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью, как показано на рис.29.19.

Если принять Z1 =R, аZ2 =jωL, то на основании (29.31) получаем

, (29.32б)

где – эквивалентная ёмкость, соответствующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью.

В случае Z1 = 1/jωCиZ2 =R

, (29.32в)

где – эквивалентная ёмкость, соответствующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью.

Если Z1 =R, аZ2 = 1/jωC, то

, (29.32г)

где – эквивалентная индуктивность, соответствующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью.

Из соотношений (29.32а – 29.32г) следует, что характер эквивалентной реактивности совпадает с характером реактивности фазосдвигающей цепи, включенной между коллектором и базой (рис.29.19), и обратен характеру реактивности фазосдвигающей цепи, включенной между базой и эмиттером (рис.29.19). При неизменных параметрах элементов фазосдвигающей цепи эквивалентная реактивность зависит от крутизны коллекторного тока транзистора Sи коэффициента, зависящего, в свою очередь, от угла нижней отсечки коллекторного тока. Из сказанного следует, что работа реактивного транзистора возможна в режиме класса А. Однако в этом случае необходимо, чтобы крутизнаSзависела от смещения транзистора, что, как правило, возможно в весьма ограниченной области изменения смещения. Гораздо большие возможности открываются при изменении угла отсечки коллекторного тока. КрутизнаSпри этом может быть постоянной. Поэтому режим с отсечкой коллекторного тока реактивного транзистора является более распространённым.

Из выражений для С_ЭКВиL_ЭКВследует, что эквивалентная ёмкость реактивного транзистора прямо пропорциональнаSи, произведение которых определяет среднюю крутизну коллекторного тока по первой гармонике, тогда как эквивалентная индуктивность реактивного транзистора оказывается обратно пропорциональной этим параметрам. Соответственно модуляционную характеристику можно сделать более линейной при использовании реактивного транзистора – ёмкости. Для случая реактивного транзистора – индуктивности линейную модуляционную характеристику можно получить в пределах более ограниченного участка измененияS_СР.

Фазосдвигающая цепочка подключается параллельно контуру АГ и соответственно вносит в него дополнительное затухание, уменьшая R_oeконтура. Чтобы уменьшить влияние фазосдвигающей цепочки на контур автогенератора, следует увеличивать величины сопротивленийZ1 иZ2.¹⁷Однако величины этих сопротивлений ограничиваются межэлектродными ёмкостями. Поэтому величины сопротивлений фазосдвигающей цепи должны быть раза в (2…3) меньше сопротивлений соответствующих межэлектродных ёмкостей. Для компенсации межэлектродной ёмкости может быть подключена параллельная индуктивность, образующая с нею колебательный контур, настроенный на среднюю частоту АГ.

Чтобы ослабить влияние пульсаций питающих напряжений на частоту АГ, а также увеличить девиацию частоты, используют параллельное включение двух реактивных транзисторов, один из которых эквивалентен ёмкости, а другой индуктивности. Модулирующий сигнал в этом случае подаётся на транзисторы в противофазе, что обусловливает изменение обеих эквивалентных реактивностей в одну сторону. Девиация частоты при этом определяется их суммарным воздействием. Пульсации питающих напряжений изменяют S_СРу обоих реактивных транзисторов одинаково в одну сторону. Соответственно эквивалентная реактивность одного транзистора увеличивается, а другого – уменьшается, в итоге средняя частота АГ подвергается меньшему изменению при изменении постоянных напряжений питания.

Частотные модуляторы с использованием двух автогенераторов

(двухтактные частотные модуляторы)

Частотные модуляторы на основе одноконтурного АГ с управляемой реактивностью применяются, как правило, при относительно небольших девиациях частоты .

Для получения большей девиации частоты при малых нелинейных искажениях применяют двухтактные частотные модуляторы,¹⁸состоящие из двух отдельных ЧМ АГ и преобразователя частоты (ПрЧ). Автогенераторы работают на частотахf₁иf₂и модулируются в противофазе, так что, когда у одного АГ частота изменяется в сторону увеличения, то у другого АГ частота изменяется в сторону понижения, что достигается , например, противофазным включением варикапов (рис.29.20). Соответственно на выходах АГ имеем частоты:f₁+ Δfиf₂– Δf. На выходе преобразователя выделяется сигнал разностной частоты, например,

.

Как видим, девиация частоты результирующего колебания удваивается (в общем случае девиации частот АГ складываются). За счёт противофазной модуляции АГ продукты нелинейных искажений чётных порядков частично компенсируются.

Достоинства двухтактной схемы частотного модулятора: 1) если выбрать частотыf₁иf₂высокими, то уменьшается относительная девиация частоты в каждом АГ и вследствие этого происходит уменьшение искажений всех порядков; 2) вдвое снижается максимальная требуемая девиация частоты в каждом АГ, что также уменьшает искажения всех порядков; 3) благодаря применению двухтактной схемы значительно компенсируются искажения второго порядка.

В схеме рис.29.20 АГ1 и АГ2 работают на разных частотах, отличающихся на частоту f_ПЧ, и имеют различные параметры элементов контуров. Поэтому под действием одинаковых факторов (изменения температуры, питающих напряжений и др.) абсолютные уходы частот автогенераторов будут различны, и это прямо сказывается на отклонении средней частоты выходного ЧМ колебания. Для устранения этого недостатка применяется схема двухтактного частотного модулятора с двойным преобразованием частоты и кварцевой стабилизацией средней частоты. Схема такого модулятора представлена на рис.29.21.

Оба ЧМ АГ работают на одинаковой средней частоте f₁. Соответственно все детали и параметры АГ совершенно идентичны, поэтому различия в отклонениях их частот будут значительно меньше, чем в предыдущем варианте (в идеале никакого различия в частотах и их изменениях под воздействием дестабилизирующих факторов не будет). Модулируются АГ в противофазе (двухтактный частотный модулятор). Принцип работы рассматриваемого частотного модулятора понятен из рис.29.21. Нестабильность частотыf₁от первого АГ, введенная в первом смесителе, выводится нестабильностью частотыf₁от второго АГ во втором смесителе. Средняя частота получаемых выходных колебаний в этом случае практически определяется частотой кварцевого АГf₀. Девиация выходной частоты равна удвоенной девиации частоты одного ЧМ АГ.