5.7 Паралельно-послідовне передавання

Я к вже вказувалось на початку цього розділу, при паралельно-послідовному передаванні (рис. 5.29) каналом зв’язку одночасно передаються L модульованих сигналів з послідовним передаванням, варіанти якого розглянуті вище. Для цього послідовність двійкових символів демультиплексується в L паралельних послідовностей b₍₁₎(t), b₍₂₎(t), …, b_(L)(t)..... На основі кожної з цих послідовностей формуються модульовані сигнали s₍₁₎(t), s₍₂₎(t), ..., s_(L)(t) як і при послідовному передаванні. Сума сигналів s_(l)(t), l = 0, 1, ..., L–1 утворює модульований сигнал паралельно-послідовного передавання

, (5.30)

де – i-й символ, що передається l-м підканалом на k-ому тактовому інтервалі.

Особливостями паралельно-послідовного передавання є:

• швидкість цифрових сигналів b_(l)(t) в L раз нижча, ніж сигналу b(t);

• на виході модулятора одночасно присутні L модульованих сигналів s_(l)(t);

• модульовані сигнали окремих підканалів s_(l)(t) повинні бути такими, щоб їх можна було розділити із суми (5.30) для роздільної демодуляції; як правило, сигнали окремих підканалів займають різні смуги частот.

Історія використання. На початку створення телефонного зв'язку для передавання розмовних сигналів окремих абонентів були необхідні окремі пари провідників, що накладало суттєві обмеження на пропускну здатність магістральних ліній. На початку двадцятого століття виникла ідея здійснення паралельного (одночасного) передавання декількох сигналів однією лінією різними смугами частотного діапазону – на різних піднесівних, що суттєво спростило і здешевило вирішення відповідної задачі. Надалі ця ідея також широко використовувалась в так званих радіорелейних лініях багатоканального зв'язку.

На сьогоднішній час в цифрових системах передавання здійснювати паралельно-послідовне передавання в тому сенсі, як це робилося в аналогових системах, немає потреби, оскільки умовно низькошвидкісні цифрові потоки від різних користувачів можуть буди легко об'єднані в один високошвидкісний потік, що буде переданий на одній несівній. Однак може трапитись так, що амплітудно-частотна характеристика лінії передавання буде мати нерівномірний коефіцієнт передавання на різних частотах в смузі виділеного каналу (частотно-селективні завмирання), що призведе до лінійних спотворень сигналу. Таке явище особливо суттєво проявляється в каналах мобільного зв'язку. Варто зауважити, що спотворення можуть мати місце не тільки для сигналу багатьох користувачів, а і для сигналу одного окремого користувача, оскільки забезпечувані швидкості передавання і, відповідно, смуги частот модульованих сигналів є дуже великими.

Спотворення можуть бути компенсовані еквалайзерами, але в умовах змінного у часі стану каналу та "тонкої" структури частотно-селективних завмирань відносно спектру сигналу, відповідне технічне рішення може бути доволі складним. Іншим шляхом вирішення вказаної проблеми є паралельно-послідовне передавання суміжними смугами частот, за умови, що їх ширина менше ширини смуги, в якій спотворення є суттєвими. Однак величина відношення смуги частот каналу і смуги в межах якої спотворення не суттєві в реальних додатках може складати сотні і тисячі. Реалізація відповідного обладнання є проблемною, оскільки необхідно мати сотні або тисячі окремих модуляторів і демодуляторів послідовного передавання. Ідея вирішення цієї задачі з'явилася багато десятиліть тому – це використання для формування сигналу з багатьма піднесівними зворотного дискретного перетворення Фур'є. Втілити цю ідею в життя змогли лише після відносно недавньої появи цифрових сигнальних процесорів. Формування сигналу з використанням ЗДПФ отримало англомовну назву "Orthogonal Frequency-Division Multiplexing" (OFDM).

Метод формування. У випадку послідовного передавання двовимірних смугових сигналів цифрової модуляції канальні символи описуються виразом (5.15). Нехай символи, що передаються різними підканалами, відрізняються один від одного на частоту ∆f, тоді їх можна переписати наступним чином

. (5.31)

Відразу формувати L сигналів з частотами f₀ + l∆f важко, більш раціонально сформувати сигнали з частотами l∆f і вже потім їх усіх разом змістити на частоту f₀. Тому поки приймаємо f₀ = 0. Також приймемо, що A(t) – П-імпульс одиничної амплітуди на інтервалі (0,Т) та відповідним чином перепишемо вираз (5.31)

. (5.32)

Тепер позначимо пару коефіцієнтів a_c(l)i і a_s(l)i, як комплексну величину S(l) = a_c(l)i + ja_s(l)i, а переносники cos і sin, як уявну експоненту, та отримаємо

. (5.33)

У виразі (5.33) і далі для наочності записів індекс і опущено.

Оскільки формується низькочастотний сигнал, то логічно, що це здійснюється в цифровому виді. Нехай на тактовому інтервалі канальні символи підканалів подаються відліками через інтервал Т_д, при цьому Т = LТ_д = 1/∆f, враховуючи прийняте перепишемо вираз (5.33)

. (5.34)

Якщо в виразі (5.34) замінити l на k, L на N і k на n, то ми отримаємо одну з складових виразу (2.55) – зворотного дискретного перетворення Фур'є. Очевидно, що формування сигналу з L піднесівними за виразом (2.55) (його дійсна частина) дасть дискретний низькочастотний еквівалент виразу (5.30) (множник 1/N опущено)

. (5.35)

Перед перенесенням спектру сигналу (5.35) в область частоти f₀ має бути здійснене цифро-аналогове перетворення, в результаті якого, з урахуванням прийнятих позначень, отримаємо

. (5.36)

Легко впевнитись у тому, що формування односмугового сигналу з частотною несівної f₀ для паралельно-послідовного передавання здійснюється за наступним виразом

(5.37)

Сигнал сформований за виразом (5.37) називається OFDM-сигналом, далі будемо його позначати s_OFDM(t).

На рис. 5.30 показана схема формування OFDM-сигналу. Для зручності на рисунку використані позначення

і ,

і .

Формування сигналу OFDM відповідно до схеми здійснюється наступними етапами:

1) в буфері накопичується Ln = Llog₂M значень цифрового сигналу, які розбиваються на L груп по n = log₂M символів;

2) кожна з L груп подається на відповідний КМК, у якому здійснюється відображення n бітів у коефіцієнти a_сi и a_si;

3) на виході КМК мають місце комплексні амплітуди сигналів різних частотних підканалів; відносно операції ЗДПФ ці амплітуди по суті є коефіцієнтами розкладання в ряд Фур'є сигналу, що буде передаватися ;

4) в результаті ЗДПФ паралельно отримують L комплексних відліків сигналу з L піднесівними, які за допомогою процедури зворотної буферизації (позначена як "^-1") перетворюються в послідовний дискретний комплексний сигнал, що складається з дійсної I(k) і уявної Q(k) складових ;

5) за допомогою цифро-аналогових перетворювачів послідовності I(k) і Q(k) перетворюються в неперервні сигнали і шляхом множення на ортогональні гармонічні переносники частоти f₀ (5.37) їх спектри переносяться у відповідну область частот.

Спектральні і часові характеристики OFDM-сигналів. Варто відмітити, якщо в класичному розумінні паралельне передавання ведеться суміжними, але такими, що не перекриваються, частотними підканалами, то у випадку OFDM-сигналу спектри підканалів перекриваються, однак за рахунок того, що вибране рознесення частот рівне ∆f = 1/Т вони все рівно є розділимими і це підкреслю буква "О" (Orthogonal) в абревіатурі OFDM.

Перекриття спектрів підканалів відбувається з тої причини (рис. 5.31), що обвідна канальних символів підканалів є П-імпульсом, спектр якого описується функцією виду sinx/x. Функція sinx/x спадає повільно, зі швидкістю 1/x, і теоретично пряму до нуля у нескінченності.

Оскільки на приймальній стороні, за аналогією, розділення підканалів здійснюється прямим дискретним перетворенням Фур'є, то буде отриманий не неперервний спектр (суцільна лінія). а його відліки (показані маркерами). Саме завдяки рознесенню частот підканалів, рівному оберненому значенню тривалості канальних символів, максимум спектральної густини одного з підканалів, (має місце на частоті відповідної піднесівної) супроводжується нульовими значеннями спектральної густини усіх інших підканалів. Таким чином здійснюється розділення підканалів незважаючи на їх перекриття.

Відліки спектральної густини OFDM-сигналу є оцінками комплексних значень, що були сформовані на виходах КМК на рис. 5.30.

Ідея такого розділення амплітудних значень певних функцій вже була розглянута при виборі форми елементарних імпульсів в цифрових системах передавання. Там було введено поняття міжсимвольної інтерференції – вплив хвостів символів, що були до та будуть після на оцінку амплітуди символу на даному тактовому інтервалі. Так само, порушення ортогональності між піднесівними (величини рознесення частот між підканалами та/або загальний зсув номінальних значень частот піднесівних) призводить до взаємного впливу підканалів і, відповідно, помилки оцінювання – міжканальної інтерференції.

На рис. 5.31 видно, що затухання спектральної густини OFDM-сигналу поза займаною смугою частот відбувається швидше, ніж у окремих його елементів. Таке явище має місце через те, що частина «хвостів» від спектральних густин підканалів має додатний знак, частина – від'ємний знак, в результаті вони частково компенсують один одного. При великій кількості підканалів, як це показано на рис. 5.32, затухання хвостів OFDM-сигналу відбувається дуже швидко, а в смузі сигналу спектральна густина стає рівномірною та загалом прямує до прямокутної форми.

Отже, смуга OFDM-сигналу буде дорівнювати сумі смуг усіх підканалів, які можна вважати рівними величині рознесення частот ∆f

. (5.36)

Нагадаємо, що прийнято

, (5.37)

причому кожний OFDM-символ формується з Ln бітів цифрового потоку, тобто

. (5.38)

В результаті отримаємо наступне подання виразу (5.36)

. (5.39)

Отже теоретично шина смуги OFDM-сигналу співпадає з шириною смуги сигналу з однією несівною при α = 0 – має місце максимально ефективне використання частотного ресурсу. Оскільки за межами вказаного значення присутні спектральні складові сигналу, звичайно в практичних додатках додатково передбачається незначний захисний частотний інтервал або деяка кількість крайніх піднесівних не модулюються, мають нульові значення.