14 3.Cхеми порівняння на операційному підсилювачі

Компаратор (рос. компаратор, англ. comparator, нім. Komparator m) – це елемент порівняння, який широко використовується в системах контролю та автоматичного керування. Компаратори відносяться до елементів імпульсної техніки. [1] Компаратор, виконаний на базі операційного підсилювача (ОП), порівнює вимірювану напругу Uвх, яка подається на один із входів (переважно на інвертувальний), із опорною напругою (наперед заданою) Uоп, яка подана на інший вхід. Опорна напруга є незмінною в часі, додатно чи від'ємної полярності, а вхідна напруга — змінюється. Коли Uвх=Uоп вихідна напруга ОП змінює свій знак на протилежний (з U+вих.макс на U-вих.макс чи навпаки). Тому компаратор має ще назву «нуль-орган», оскільки зміна полярності вихідної напруги (перемикання) відбувається за умови, що uвх- Uоп=0, де Uоп — задана напруга.

Білет №15

15 1. Модель Біполярного транзистору, побудованого з використанням y-параметрів

Вигляді чотирьохполюсника

Рисунок 3.1

визначається по методу короткого замикання . - вхідна провідність транзистора . - провідність зворотної передачи. - провідність прямої передачи . - вихідна провідність транзистора .

2 Еквівалентна схема транзистора

Рисунок 3.2

3 У вигляді матриц:

ВЧ параметри: ;НЧ параметри : .Для z - та h - параметрів отримаємо аналогічні формули .

4 Фізична модель БТ

Рисунок 3.3

Вхідна провідність чотирьохполюсника:

у цій формулі - стала часу транзистора, котра визначає частотні властивості.

Запишем матрицу провідності для ВЧ: =

Для перевірки: = lim .

Параметри: для германійових транзисторів: rб =40... 100 Ом, для НЧ Сбк=40...50 пФ;

для кремнійових транзисторів :r_б =100.. .300 Ом, для ВЧ Сбк=3...10 пФ.

frp=fвh21e; frp=fв, якщо h21e=l.

15 2. Вч корекція ачх за допомогою індуктивності.

Призначена для підвищення площі підсилення та верхньої границі частоти.

а) Схема індуктивної колекторної корекції. Ілюструється

Мал.4.

Суть принципу роботи цієї схеми заключається в тому, що індуктивність , ввімкнена по змінному струму паралельно ємності навантаження , створює з ним паралельний коливальний контур. Його резонансна частота вибором величини підбирається вище . В результаті шунтуюча дія ємності навантаження буде сказуватись в даній схемі на більш високих ділянках ніж в схемі некоректуючого підсилення, а значення верхньої граничної частоти ( ) переміщується в область більш високих частот.Без- без корекції, З- з коррекцією

Мал.5

Переваги даної схеми корекції являється її простота та значне збільшення (в 1,7 рази) площі підсилення.

Недолік схеми заключається в наявності в ній котушки індуктивності, яку неможливо виготовити з використанням інтегральної технології. Одним з можливих варіантів вирішення цієї проблеми є заміна котушки індуктивності без індуктивною схемою, маючою вхідний опір індуктивного характеру.

15 3. Операційні підсилювачі та їх характеристики

Коефіцієнт підсилення за напругою:

Розрізняють коефіцієнт підсилення для ОП з одним входом Ку = Кпідс = U(t)/e(t) для лінійної характеристики ОП, де U(t) – вих, e(t) – вх.

для диференційних ОП – Ку = відношення зміни вих. Напруги до зміни диф. напруги на інверсному та не інверсному виходах ОП.

Статичний коефіцієнт підсилення:

Ку0 – коефіцієнт підсилення на нульовій частоті.

Динамічний коефіцієнт підсилення:

Ку (р) на частотах ≠ 0

В ОП від’ємний зв’язок сприяє стабілізації коефіцієнту підсилення.

Вхідний опір ОП

Rвх(rвх), розрізняють:

Rвх для ОП з одним входом Rвх = Uвх/iвх = e/iвх

Rвх для дифір. ОП, яке ділиться на складові:

1. Rвх диф = ед/Δівх – відношення напруги між входами до зміни вхідного струму, тобто це опір з боку одного з входів в той час як інший вхід – заземлений.

Rвх – вхідний опір широфазного сигналу. Rвх сф. = есф/Δівх – відношення приросту вхідної напруги, до зміни вхідного струму. Δівх – визначаеться як середне арифметичне інверсного та ненів. входів. Ідеальний ОП повинен мати Rвх – мах. ОП із зворотнім зв’язком = вхідному опору ланцюга зворотного зв’язку.

Вихідний опір ОП Rвих

ОП для навантаження, яке підключається до виходу, являє собою генератор напруги. Внутрішній опір цього генератора еквівалентний внутрішньому опору вихідного опору ОП. Ідеально Rвих = 0.

Вих. опір інтегрального ОП складає сотні Ом, але від’ємний зв’язок зменшує цей опір в (1+Ку*β) – разів, β – коефіцієнт зворотного зв’язку. Це дозволяє забезпечити малі методичні похибки при побудові каскадних схем.

Напруга змішення ОП

Змішення шума оцінюють напругою, яку необхідно прикласти до одного із входів ОП, щоб напруга на виході = 0.

Очевидно причиною зміщення постійної складової вхідн. Каскаду ОП є різниця напруги база-емітер вхідних транзисторів і проход. вхідних струмів через опір джерела сигналу і ланцюга зворотного зв’язку.

Вхідний опір ОП.

Струми у вхідних ланцюгах ОП обумовлені базовими струмами змішення вхідн. біполярних транзисторів (50мА-%50мкА).

Дрейф нуля.

В процесі роботи напруга на виході ОП може самостійно змінюватися при постійній вхідній напрузі. Дрейф”0” містить складову, яка повільно змінюється і складову, яка містить випадкові високочастотні сигнали. Ці шуми можна відобразити, вони не такі шкідливі. Одним з проявів температурного дрейфу є дрейф програвання ОП.

Частотні характеристики ОП

Зміна коеф. Підсилення від частоти характеризується:

- коефіцієнтом підсилення на частотах f=0 та f=1кГц

- зміною частоти f одиничного підсилення, тобто такі частоти на якій Ку = 1 без наявності звор. звьязку (f = 0.5-30МГц). Частотні х-ки розглядають , побудувавши АЧХ.

Білет №16

Б-16 1.Побудова амплітудної характеристики підсилювача.

По виду АЧХ усилители можно разделить на несколько классов.

Усилители постоянного тока: fН = 0Гц , fВ = (1033 - 1088) Гц;

Усилители звуковой частоты: fН = 20 Гц, fВ = (15 - 20) · 10Гц;

Усилители высокой частоты: fН = 20*103 Гц, fВ = (200 - 300) · 1033 Гц.

Узкополосные (избирательные) усилители. Отличительной особенностью последних является то , что они , практически, усиливают одну гармонику из всего спектра частот сигнала и у них отношение верхней и нижней граничных частот составляет:

Рисунок 1. 2- АЧХ усилителя

Амплитудная характеристика усилителя отражает особенности изменения величины выходного сигнала при изменении входного. Как видно из рис. 1.3 выходное напряжение не равно нулю (UВЫХmin) при отсутствии входного напряжения. Это обусловлено внутренними шумами усилителя, за счет чего ограничивается минимальное значение входного напряжения, которое может быть подано на вход усилителя и определяет его чувствительность:

Значительное увеличение входного напряжения(точка 3) приводит к тому, что амплитудная характеристика становится нелинейной и дальнейшее нарастание выходного напряжения прекращается (точка 5). Это связано с насыщением каскадов усилителя . Допустимым считается такое значение входного напряжения, при котором выходное напряжение не превышает UВЫХmax , которое, как видно из рис.1.3, располагается на границе линейного участка амплитудной характеристики. Амплитудная характеристика определяет динамический диапазон усилителя:

Иногда для удобства динамический диапазон вычисляют в децибеллах, как:

Рисунок 1. 3 - Амплитудная характеристика усилителя

Коэффициент нелинейных искажений (коэффициент гармоник) усилителя определяет степень искажения формы синусоидального сигнала в процессе усиления. Искажения сигнала означают, что в его спектре наряду с основной (первой) гармоникой появляются гармоники более высоких порядков. Исходя из этого, коэффициент нелинейных искажений может быть найден , как:

где Ui – напряжение гармоники с номером i>1. Нетрудно увидеть, что при отсутствии в выходном сигнале высших гармоник , КГ = 0, т.е. синусоидальный сигнал со входа на выход передается без искажений . Входное и выходное сопротивление оказывают довольно ощутимое влияние на работу усилителя. При усилении изменяющихся или переменных сигналов сопротивления могут быть найдены как:

На постоянном токе эти параметры могут быть определены по упрощенным формулам

При определении входного и выходного сопротивлений необходимо помнить, что в ряде случаев они могут иметь комплексный характер за счет реактивных элементов схемы. В этом случае могут возникнуть значительные частотные искажения сигнала, особенно в диапазоне высоких частот. Усиление сотовой связи: усилитель сотового сигнала gsm

Б-16 2. Розрахунок тривалості фронту і величини сколу імпульсу відеопідсилювача

Відеопідсилювальні вихідні каскади працюють на електроннопроміневій трубці, або на відхилених пластинах з високим вхідним опором. Тому напруга на виході більше. В якості вихідних каскадів знаходять застосування каскади схеми, збудованих за схемою ЗЕ-ЗБ.

В якості вихідних каскадів відеопідсилювачів використовують підсилювачі на резисторах або схеми з високочастотною корекцією. Їх відмінною особливістю є практично чисто ємнісний характер навантаження. Активна складова визначається лише опором колекторного резистора Розглянемо передачу імпульсу відео підсилювачем, малюнок В

Малюнок 7.7

Знаючи , можна порахувати наступні параметри:

Рисунок 7.8

2 Тривалість фронта (час фронта), час встановлення:

3 Відкол імпульса:

Якщо розкласти в ряд Тейлора, то отримаємо

Ті ж самі формули можна виразити через верхні та нижні частоти:

Рисунок 7.9

Б-16 3.Простий ОП на транзисторах (балансний підсилювач)

Балансні ППС будуються на основі чотириплечого моста з паралельним балансом, схема якого наведена на рис. 4.3.

Рис. 4.3 - Чотириплечий міст

Напруга на виході мосту не залежить від змін напруги живлення чи від пропорційних змін параметрів плечей.

На рис. 4.4 зображена найпростіша схема балансного підсилювача.

Рис. 4.4 - Балансний підсилювач

Він складається з двох каскадів на транзисторах VTI і VT2. Причому параметри елементів обох каскадів повинні бути практично однаковими (в тому числі і транзисторів, що досить важко виконати).

Підсилювач являє собою чотириплсчий міст, де роль резистора R₁ виконує R_k1, R₂ - опір транзистора VT1 R₄ - опір транзистора VT2.

Якщо вхідний сигнал відсутній, напруга на навантаженні дорівнює нулю (коли схема абсолютно симетрична). Дрейф нуля практично у 20 - 30 разів менший, ніж у підсилювача з безпосередніми зв'язками, оскільки визначається різницею І_0К1 та І_0К2.

За наявності вхідного сигналу з полярністю, що вказана на рис. 4.4, транзистор VT1 трохи відкривається, його колекторний струм зростає, а транзистор VT2 пропорційно закривається і його колекторний струм зменшується. Внаслідок цього на навантаженні R_h з'являється напруга розбалансу .

Недоліком такого ППС є наявність значного ВЗЗ, зумовленого великими значеннями R₁ і R₂. Виключити цей недолік дозволяє схемо-технічне рішення, наведене на рис. 4.5.

Рис. 4.5 - Вилучення впливу ВЗЗ у балансному підсилювачі

Таким чином, відносні зміни струмів емітерів під дією вхідного сигналу взаємно компенсуються, виключаючи ВЗЗ за підсилюваним сигналом. ВЗЗ за постійним струмом залишається.

R₀, крім того, що вирівнює потенціали емітерів, як і в попередній схемі, у даному разі ще й забезпечує балансування схеми при незначних відхиленнях параметрів елементів

Білет №17