Широкополосные согласующие устройства.

Структурная схема широкополосной цепи связи выходной ступени передатчика с нагрузкой приведена на рис. 10.8.

Рис. 10.8

Здесь:

СУ – согласующее устройство, преобразующее комплексное входное сопротивление антенны Z_н или фидера в активное сопротивление R_Н.

Ф – фильтр, снижающий уровень гармоник в нагрузке до допустимого;

Тр – трансформатор, преобразующий сопротивление R_H в сопротивление R_кэ.

В широкодиапазонных передатчиках качество преобразования комплексного сопротивления нагрузки оценивают с помощью коэффициента отражения на выходных зажимах активного прибора

где Z_ВХ – входное сопротивление трансформатора (или ЦС) со стороны активного прибора, R_кэ – требуемое для активного прибора (рассчитанное по заданной мощности) сопротивление нагрузки.

Таким образом, коэффициент отражения S в данном случае является не мерой рассогласования активного прибора с нагрузкой, а мерой отличия фактического сопротивления нагрузки активного прибора от требуемого [2].

Фильтры гармоник широкополосных согласующих устройств.

Для фильтрации гармоник основной частоты передатчика обычно используют неперестраиваемые фильтры нижних частот (ФНЧ). Как правило, это фильтры Кауэра, реже Чебышева или Баттерворта. На рис. 10.9 в качестве примера изображены схемы (рис. 10.9, а, б) и частотная характеристика затухания (рис. 10.9, в) фильтра Кауэра шестого порядка (m).

На частотной оси  отмечены частота среза _с = _в, или верхняя частота полосы пропускания фильтра, и _s – частота, начиная с которой затухание сигнала не менее А_s дБ, равно требуемому значению фильтрации. Понятно, что гармоники сигналов передатчика, расположенные в полосе от _s/2 до _c, будут ослаблены до уровня А_s, дБ. Следовательно, частоту _s/2 = _н можно назвать нижней граничной частотой, а интервал частот  = _н ÷ _в – полосой пропускания фильтра. Элементы фильтров (рис. 10.8, а, б) нормированы по формулам

_С = 1/R_С С; _L = _с L/R;

Частота нормирована (рис.10.9, г) обычным образом  =   _С.

Рис.10.9

Так как _s > _С, то коэффициент перекрытия по частоте фильтра гармоник меньше двух: k_ω  _В  _Н  _С  (_s  )    _s  .

Чем больше порядок m фильтра, тем ближе этот коэффициент к двум.

При выборе фильтра гармоник следует учесть величину неравномерности затухания  в полосе пропускания:

где |S_МАКС| – модуль максимального в полосе пропускания значения коэффициента отражения (S_МИН для таких фильтров равно нулю).

Для того чтобы нагрузка для АЭ мало отличалась от резистивной R в полосе пропускания фильтра, в [5] рекомендуется выбирать фильтр с |S_МАКС|  0,05.

Если коэффициент перекрытия по частоте широкодиапазонного передатчика k_f = f_в  f_H  1,8, то для фильтрации гармоник достаточно использовать один фильтр. При коэффициенте перекрытия к_f >1,8 используют систему из n (рис.10.10,a) одинаковых (k_1f  k_f2  …k_fi  …k_fn) коммутируемых фильтров, полосы пропускания которых смыкаются.

Рис. 10.10

В этом случае коэффициенты перекрытия по частоте диапазона передатчика и фильтров связаны соотношением = , которое позволяет определить необходимое количество коммутируемых фильтров:

(10.8)

В качестве примера рассчитаем систему фильтров по заданным f_н = 3 МГц, f_в = 12 МГц, m = 6 и |S|_МАКС = 0,05, А_s = 40 дБ. Выберем фильтр Кауэра шестого порядка С06-05-48 [6], который обеспечивает значение гарантированного затухания А_s = 40 дБ при |S|_макс = 0,05, начиная с нормированной частоты _S = 1,41. Число коммутируемых фильтров из соотношения (10.8) равно n = 4.

Значения нормированных элементов выпишем из [6, с. 46]: ₁  ₂   ^’₂ 6; ₃   ₄   ^’₄   ₅   ₆  .

Элементы фильтров вычисляются по формулам

где – постоянные преобразования

ω_Вi – верхняя угловая частота i – го поддиапазона [10].

Примем для расчета сопротивление нагрузки фильтра R = 50 Ом. Тогда для первого фильтра и Величины элементов первого фильтра вычисляются как произведения К_{С 1} , К_{L 1} на нормированные значения. Значения элементов первого фильтра сведены в табл. 10.1.

Таблица10.1 Значения элементов фильтров гармоник

Номер фильтра	Значения элементов фильтров в пФ и мкГ
	С1	С2	L2	C3	C4	L4	C5	L6
1	385	192	2,0	905	360	0,899	800	1,376
2	271	135	1,41	638	253	1,31	564	0,970
3	191	95	0,99	450	179	0,922	398	0,684
4	135	67	0,699	317	126	0,65	280	0,482

Поскольку все фильтры одинаковы ( k_{f 1}  k_{f 2}  …  …k_{f n}) и полосы пропускания соседних фильтров стыкуются, постоянная преобразования второго фильтра в k_{f i} = 2 / _S = 1,41 раз меньше постоянной преобразования первого фильтра. Следовательно, каждый элемент второго фильтра находится путем деления значения соответствующего элемента первого фильтра на k_{f i} (см. вторую строку табл. 10.1). Значения элементов третьего фильтра получают путем деления величин элементов второго фильтра на k_{f i} и т.д.

Расчет фильтров Баттерворта, Чебышева по заданным характеристикам просто выполняются с помощью различных компьютерных программ, в частности уже упоминавшейся выше RFSimm99.