Глава 4 . Генераторы импульсов.

4.1. Прямоугольные импульсы.

Мультивибраторы.

Если в генераторе применить широкополосные и усилитель и цепь ОС (пропускают сигналы в широком диапазоне частот), получится релаксационный генератор. Процесс возбуждения колебаний в нём происходит настолько быстро, что не успевает пройти даже один цикл (период) колебаний, как усилительный элемент оказывается в режиме насыщения (т.е. в режиме ограничения). После этого устройство должно некоторое время «отдохнуть» (relax- отдыхать), чтобы возвратиться в исходное состояние, после чего процесс повторяется.

Релаксационные генераторы генерируют несинусоидальные колебания. На их основе создают генераторы импульсов прямоугольной, треугольной или какой-либо другой формы. Их используют, например, для генерирования напряжений развёртки в телевизорах, осциллографах. Частота или период колебаний в релаксационных генераторах определяются длительностью процессов зарядки-разрядки конденсаторов через резисторы. Эти процессы описываются экспоненциальными зависимостями и определяются постоянными временами RC-цепей ( ).

Рис.14.

На рис.14 приведена схема одного из видов релаксационного генератора – классического мультивибратора. По сути дела это двухкаскадный транзисторный усилитель со связью между каскадами через разделительный конденсатор С1. Конденсатор же С2 соединяет выход усилителя 2 со входом 1, образуя цепь 100% обратной связи. Поскольку каждый каскад инвертирует сигнал (меняет полярность), после двух каскадов сигнал оказывается неинвертируемым, с , а обратная связь – положительной. R1 и R4 – резисторы нагрузки каскадов, а R2 и R3 – резисторы смещения, задающие ток базы, обеспечивающий насыщение транзисторов (т.е.полное включение, когда , a , где — коэффициент усиления транзисторов по току)

Коэффициент усиления этого двухкаскадного усилителя порядка , а коэффициент ослабления ПОС . Тогда произведение , и поэтому генерируется очень много гармоник, которые сложившись, дают на коллекторах VT1 и VT2 прямоугольные импульсы, сдвинутые по фазе. Если номиналы конденсаторов и резисторов в правой и левой частях схемы одинаковы, импульсы будут одинаковой длительности. В этом случае мультивибратор называют симметричным. При разных номиналах соответствующих деталей импульсы становятся несимметричными – один полупериод короче, другой – длиннее. Мультивибратор становится несимметричным с периодом, который определяется суммой постоянных времени перезарядки конденсаторов С1 и С2 :

.

Величина коллекторных резисторов R1 и R4 должна ограничить ток до допустимой величины (с запасом), а их максимальная величина не должна приводить к потере напряжения на коллекторах от теплового тока. Потеря напряжения от теплового тока должна быть не более 10% от (обычно R1=R4 выбирают от сотен Ом до единиц кОм).

Базовые резисторы R2 и R3 должны обеспечить ключевой режим транзисторов, т. е. их величина должна быть

.

Мультивибраторы на операционных усилителях.

На рис. 15,а и 15,б показаны схемы простейших мультивибраторов на основе ОУ. В варианте а) положительная обратная связь (ПОС) осуществляется через делитель R3, R4, а отрицательная обратная связь (ООС) — через интегрирующую цепочку R1, R2 и C. Будем считать, что уровни ограничения выходного напряжения равны по модулю, коэффициент ПОС имеет величину . Длительность импульса выходного напряжения равна длительности перезаряда конденсатора от до (или наоборот). Тогда период колебаний равен

.

Рис.15.

Если на схеме (рис. 15, а) подключить диод VD, то при положительном импульсе будет зашунтирован резистор R2, и конденсатор C будет перезаряжаться быстрее, и импульс станет короче. При смене полярности подключения VD укоротится отрицательный импульс.

На рис. 15, б приведена схема мультивибратора, где хронирующий конденсатор C включён в цепь ООС, образуя с резисторами R3 и R4 дифференцирующую цепочку. В момент смены полярности выходного напряжения возникает скачок напряжения в , который через делитель создаёт на неинвертирующем входе импульс с амплитудой , спадающий по экспоненте с постоянной времени . Прямоугольный выходной импульс заканчивается, когда экспонента на неинвертирующем входе пересекает уровень напряжения .

Период колебаний равен

.

При определении величин и нужно учитывать допустимый выходной ток ОУ. Это означает, что выходной ток ОУ должен быть меньше допустимого, который определяется по справочникам.

Блокинг—генератор

Блокинг-генератор представляет собой однокаскадный релаксационный генератор кратковременных импульсов с сильной положительной обратной связью, создаваемой через импульсный трансформатор. Вырабатываемые блокинг-генератором импульсы имеют большую крутизну фронта и среза и по форме близки к прямоугольным. Этот генератор применяется для получения мощных прямоугольных импульсов малой длительности с большим периодом повторения . Отношение называется скважностью импульсов и для блокинг-генераторов может составлять от десятков единиц до нескольких тысяч. Транзистор, на котором собран блокинг-генератор, открывается только на время генерирования импульса, а в остальное время закрыт. Поэтому при большой скважности время, в течение которого транзистор открыт, много меньше времени, в течение которого он закрыт. Тепловой режим транзистора зависит от средней мощности, рассеиваемой на коллекторе. Благодаря большой скважности в блокинг-генераторе можно получить очень большую мощность во время импульсов малой и средней длительности.

Блокинг-генераторы могут быть собраны на транзисторах, включённых по схеме с общим эмиттером (ОЭ) или по схеме с общей базой (ОБ). Схему с ОЭ применяют чаще, так как она позволяет получить лучшую форму генерируемых импульсов (меньшую длительность фронта),хотя схема с ОБ более стабильна по отношению к изменению параметров транзистора. Длительность импульсов в блокинг-генераторе может определяться либо временем заряда конденсатора в цепи базы транзистора (конденсаторное формирование), либо временем выхода в насыщение ферромагнитного сердечника трансформатора (трансформаторное формирование). На практике наибольшее распространение получило конденсаторное формирование длительности импульса .

На рис.16 показана принципиальная схема блокинг-генератора с ОЭ и конденсаторным формированием, а на рис.17 – эпюры напряжений и токов в различных точках блокинг-генератора. Блокинг-генератор представляет собой однокаскадный усилитель на транзисторе VT c обмоткой w1 трансформатора Тр в коллекторной цепи. Усилитель охвачен сильной положительной обратной связью с помощью обмотки w2, которая включена в цепь базы. В ряде случаев выходные импульсы могут сниматься с дополнительной обмотки w3_, если требуется изменить величину выходного напряжения или его полярность.

Рис.16.

Рис.17

Постоянная времени определяет длительность импульсов , а произведение — длительность паузы между ними .

Проектирование схемы начинается с изучения параметров транзисторов (с использованием справочников):

, — допустимые напряжения на коллекторе и базе;

— допустимый импульс тока коллектора;

— коэффициент усиления по току;

— максимальная рабочая частота транзистора.

Предполагается, что заданы , , напряжение на резисторе R4 и величина сопротивления этого резистора . Напряжение питания с учётом возможных перенапряжений целесообразно выбрать в пределах . Полезно также против справочной уменьшить амплитуду импульсов коллекторного тока. Коллекторный ток складывается из трёх составляющих: тока намагничивания трансформатора ; тока нагрузки , пересчитанный через коэффициент трансформации , и тока базы , заряжающего конденсатор С1 и удерживающего транзистор VT в насыщенном, т.е. в проводящем состоянии (этот ток обычно пренебрежимо мал).

Для первоначальной оценки можно принять, что амплитуда тока намагничивания составляет одну треть допустимого коллекторного тока ( ). По току намагничивания можно оценить индуктивность намагничивания . Для этого вспомним, что , в первом приближении, можно считать , тогда , или

.

Достаточно часто схему блокинг-генератора выполняют без нагрузочной обмотки w3. В этом случае следует выбрать равным, примерно, на уровне .

Для импульсного трансформатора выбираем ферритовый сердечник тороидальной формы. Индуктивность намагничивания коллекторной обмотки равна , тогда число витков ,

где — относительная магнитная проницаемость (для феррита =(400÷4000); для альсифера – 60); — площадь поперечного сечения сердечника; — длина средней силовой линии сердечника; — число витков коллекторной обмотки.

Из практики известно, что сердечник не будет насыщаться, если приращение индукции не превосходит 0,3 Т ( Т).

, тогда Т,

где — потокосцепление.

В противном случае следует заменить сердечник на другой, имеющий бо'льшую площадь поперечного сечения или магнитную проницаемость .

Рассмотрим формирование длительности импульса . Импульс начинается в момент отпирания транзистора VT при появлении на его базе небольшого положительного напряжения в результате зарядки конденсатора С1 от источника Еk. Перезарядка происходит по цепи «Ek-R1-C1», В результате верхняя обкладка конденсатора С1 приобретает положительный заряд. Транзистор VT остаётся включённым благодаря положительной обратной связи между обмотками w1–w2 током базы , который заряжает конденсатор С1, по контуру «С1-w2-R2-переход база-эмиттер транзистора VT».

Импульс заканчивается, когда С1 оказывается практически заряженным и ток базы становится близким к нулю и не может больше удерживать транзистор VT во включенном (насыщенном) состоянии.

Рис.18.

Выбор параметров базовой цепи проще всего выполнить графо-аналитическим способом, пояснения которого приведены на рис.18. Здесь показано каким должен быть ток базы для удержания транзистора VT в проводящем состоянии и график зарядного тока конденсатора С1, фактически отпирающий VT при . В момент времени зависимости пересекаются, и импульс заканчивается, т.к. ток базы мал для насыщения VT, и начинается обратный блокинг-процесс. Оказывается, что это происходит при при некотором значении тока базы отключения . Положим, что начальный ток включения, в среднем, определяется соотношением , так как . Отсюда имеем

.

Резистор R2 определяется током и напряжением на базе транзистора , и тогда . При выборе величины сопротивления R2 следует учитывать, что транзистор VT имеет конечное входное сопротивление от 20 до 100 Ом в зависимости от мощности VT. Поэтому при определении величины , рассматривая процессы в цепи «C1 – w2 –R2 –входное сопротивление транзистора VT», следует уменьшить на эти самые (20÷100) Ом.

Длительность импульса зависит от многих факторов, в том числе и от индуктивности намагничивания , тока нагрузки , коэффициента усиления , постоянной времени . Если ток нагрузки , то возрастает.

При быстром запирании VT ток в индуктивности обрывается, создавая значительный импульс напряжения самоиндукции. Это перенапряжение способно пробить транзистор. Для предотвращения этого применяется шунтирующая цепочка «VD-R3», которая ограничивает перенапряжения до величины , допустимой для транзистора. Уменьшить до нуля нельзя, так как постоянная времени спада тока в диоде VD, равная , становится больше периода повторения импульсов , диод VD шунтирует обмотку w1, и генерация срывается. Поэтому необходимо обеспечить, чтобы .

Период повторения импульсов определяется постоянной времени перезаряда ёмкости С1 от до 0 через R1 от источника +Е_k (Смотри графики на рис.17). У большинства транзисторов допустимое , поэтому коэффициент трансформации лежит в пределах . В процессе перезаряда ёмкости С1 имеем:

.

В рассматриваемый момент времени напряжение на ёмкости оказывается равным нулю: ,

отсюда , или . Тогда

.

Блокинг-генератор потребляет от источника +E_k ток в виде коротких импульсов с большой крутизной. Такие импульсы могут создавать импульсные помехи соседним электронным блокам. Для их устранения блокинг-генератор целесообразно зашунтировать малоиндуктивным конденсатором С2 (ёмкостной фильтр) так, чтобы снижение ∆E_k не превышало бы 1% от E_k. Считая, для простоты, импульс тока прямоугольным длительностью , заряд и спад напряжения на С2 равен , тогда .

Если для оценки положить А, с и В, то В и тогда мкФ.

Крутизна фронтов импульса, в основном определяется быстродействием транзистора, а это связано с наибольшей частотой генерации импульсов.