4.4. Расчет элементов задержки

При переключении мощных транзисторов, как правило, транзистор быстрее открывается, чем закрывается (при закрывании сказывается запаздывание из-за эффекта рассасывания неосновных носителей в базе). С учетом этого в стволе, где находятся транзисторы VT1, VT2, могут протекать большие неуправляемые токи (сквозные токи), которые приведут к отказу VT. Стандартный способ борьбы – организация временных задержек на открывание VT, а сигнал на закрывание подается мгновенно.

Простое схемное решение изображено на рисунке 4.4.1, где R - сопротивление не более 100 Ом для исключения режима «оборванный вход».

Рисунок 4.4.1 - Схема формирования временной задержки.

Схема И мгновенно срабатывает при входном сигнале – логический ноль. Но когда на входе будет логическая единица (2,4 – 5В), то срабатывание схемы будет тогда, когда емкость зарядится до величины опрокидывания схемы (около 1,2 В).

Существенный недостаток в том, что при таком схемном решении для ТТЛ–логики можно получить максимальную задержку чуть больше 2 мкс (емкость заряжается не только через R, но и через входное сопротивление микросхемы – порядка 3,6 КОм).

Данную схему можно модифицировать для получения большей задержки (исключить эффект зарядки С через Rвх логики) (рис. 4.4.2).

Рисунок 4.4.2 - Схема формирования временной задержки.

В качестве компаратора DA1 выбираем, как и в предыдущих каскадах микросхему К554СА3, а в качестве инвертора микросхему К555ЛА3.

Для расчета RC-цепи используем формулу:

(4.4.1)

где ;

–минимальное напряжение выхода схемы ШИМ, ;

(4.4.2)

(справочные данные VT1, транзисторов предмощного каскада и оптопары);

(напряжение срабатывания DA1);

С принимаем равным 1нФ.

Тогда:

Тогда:

.

Принимаем стандартное значение .

На инверсный вход компаратора подается через делительнапряжение. Суммарное сопротивлениеравно, тогда приняв, будем иметь.

4.5. Расчет модулятора

Вкурсовом проекте используем интегральный метод формирования ШИМ[1]. Принципиальная схема представлена на рисунке 4.5.1.

Рисунок 4.5.1 – Схема интегральной ШИМ

Схема состоит из интегратора, компаратора, инвертора и двух D-триггеров ТМ2. Временные диаграммы ее работы изображены на рисунке 4.5.2.

Эта схема обладает высокой помехоустойчивостью, т.к. и сигнал управления U_y и сигнал обратной связи проходят через интегратор, который является фильтром. При отрицательном знаке U_y на выходе интегратора формируется положительное напряжение U_c и в такт с ГТИ переключается только триггер DD1, при смене знака U_y - триггер DD2, что обеспечит движение якоря двигателя в ту или иную сторону. Таким образом, триггер DD1 должен управлять одной парой транзисторов VT1, VT2, другой – транзисторами VT3, VT4 выходного каскада.

Когда на двигатель не подается управление, то U_oc = 0 и напряжение на выходе интегратора

. (4.5.1)

Когда двигатель запитан, то

, (4.5.2)

а полярность напряжений U_y и U_oc должна быть противоположной. Двигатель снова будет обесточен, когда U_с2 = 0 в момент времени t = T. Расчет будем вес вести для U_y = U_{y max}, тогда t_и = t_{и max}.

U_y

t

U_c

t

ГТИ

t

U_{иых комп}

t

Q₁

t

Q₂

t

Рисунок 4.5.2 - Временные диаграммы интегральной ШИМ

Для схемы интегратора выберем универсальный биполярно-полевой операционный усилитель TDB0155, так как он широко распространен. Он имеет следующие характеристики:

Таблица 5.5.1

Тип микросхемы	КyU×103	Uсм, мВ	Iвх, нА	∆Iвх, нА	υUиых, В/мкс	Кос сф, дБ	Uвх, В	Uвх сф, В	Uвых, В	Iвых, мА (Rн , кОм)	UИП, В	IПОТ, мА
TDB0155	50	10	1	0,2	2	-	10	10	11,5	(2)	±15	4

Примем U_{y max} ­­ ≤ 0,8 U^+(-)_{y max} ≤ 0,8 ∙ 12 ≤ 9,6 В. Примем U_{y max} = 9 В.

Рассчитаем схему так, чтобы интегратор не заходил в насыщение, т.е. зададимся напряжением U_c1 исходя из следующего условия: U_c1 ≤ U^+(-)_{y max} ≤ 12 В.

С целью однотипности элементной базы электронного блока, принимаем, что источником сигнала для первого каскада модулятора принят такой же операционный усилитель, что и в схеме модулятора.

Исходя из этого, рассчитаем величину резистора R₁ по формуле:

. (4.5.3)

Принимаем стандартное значение R₁ = 6,2 кОм.

Подставляя значение R₁ в формулу (4.5.1) найдем значение величины С. При этом принимаем U_c1 не более половины допустимой величины для гарантии работы в активной области, т.е. U_c1 = 5,5 В:

(4.5.4)

Затем в (5.5.2) принимаем, что напряжение U_c2 в конце периода равно нулю.

После этого, зададимся напряжением U_OC = 5В, получим значение R₂:

(4.5.5)

Примем стандартное значение R₂ = 2,7 кОм.

Значения R₃ без расчетов примем равным 1 кОм.

Резистор R₄ зададим в тех же пределах (он необходим, так как компаратор типа САЗ имеет открытый коллектор).

Значение R рассчитаем как параллельное соединение R₁ и R₂:

(4.5.6)

Примем стандартное значение R = 1,8 кОм.

С целью однотипности элементной базы электронного блока возьмем металлодиэлектрические резисторы общего назначения типа С2-33Н.

Для увеличения чувствительности, входного сопротивления, а также снижения потребляемой мощности пороговых устройств возьмем универсальный компаратор К554СА3.Он имеет два выхода: открытый коллектор (вывод 9) и эммитерный (вывод 2). Из-за этих особенностей он пригоден для обслуживания любых цифровых микросхем умеренного быстродействия.

В качестве генератора тактовых импульсов (ГТИ) возьмем любой, частота которого f_ГТИ будет равной и который будет иметь на выходе крутые фронты, т.к. пологие фронты не опрокинут триггер.

Когда U_y меньше U_{y max}, то напряжение на выходе интегратора U_{c1 max} будет понижаться по абсолютной величине, и этим определяется более короткий промежуток t_и­.

Сигналы Q₁ и ,Q₂ и должны управлять транзисторами мощного каскада.