Аппаратура

Макет индуктивного параметрона, звуковой генератор, осциллограф, источник постоянного напряжения(например, 24 в), амперметр, вольтметр, провода для сборки схем.

Контрольные вопросы

1. Дайте определение параметрона.

2. Какие колебания называются параметрическими?

3. Поясните механизм возбуждения параметрических колебаний при _r=2_о.

4. Объясните принцип действия индуктивного параметрона.

5. Для чего вводится цепь смещения?

6. Каков механизм ограничения амплитуды параметрических колебаний?

7. Что такое глубина модуляции индуктивности и затухание контура?

8. Каково условие возбуждения параметрических колебаний?

9. Объясните форму характеристики возбуждения параметрона и назовите две ее характерные области.

10. Поясните термины «фазовая избирательность», «полоса(область) возбуждения», «рабочая полоса частот».

11. Как понимать, что параметрические колебания управляемы по фазе?

12. почему параметрон может использоваться в качестве двух—и трехстабильного переключающего элемента?

Литература

1. Нейман Л.Р., Демирчян И.С. Теоретические основы электротехники. «Энергия», 1967.

2. Розенблат М.А. Магнитные элементы автоматики и вычислительной техники. «Наука», 1966.

3. Параметроны. Сб. статей.ИЛ,1962.

4. Вишневецкий А.И., Немецкий Г.М. параметроны и их применение в устройствах связи. «Связь», 1968.

5. Юревич Е.И. электромагнитные устройства автоматики. «Энергия», 1964.

6. Миловзоров В.П. электромагнитная техника. «Высшая школа», 1966.

Оглавление

Лабораторная работа

Некоторые способы уменьшения инертности магнитных усилителей

1.Краткие теоретические сведения.

2.Порядок выполнения работы.

3.Аппаратура.

4.Контрольные вопросы.

5.Литература.

Цель работы: ознакомиться с некоторыми способами уменьшения инерционности магнитных усилителей.

Краткие теоретические сведения

Любому магнитному усилителю(м.у.) присуще свойство, называемое инерционностью и выражающееся в том, что выходной параметр м.у. отстает в своих изменениях во времени от изменений входного напряжения. В дальнейшем под «инерционностью» («запаздыванием», «временем реагирования») мы будем понимать количественную оценку этого свойства, характеризуя его временем от подачи новой величины, изменения входного напряжения до получения установившегося значения выходного параметра (напряжения, тока, мощности в цепи нагрузки), т.е. временем переходного процесса в м.у.

Инерционность м.у. является следствием переходных процессов в цепи управления, вихревых токов и гистерезиса в сердечниках, а также переходных процессов в цепях нагрузки, смещения, обратной связи(о.с.) и т.п.

Вихревые токи и гистерезис, вызывающие отставание изменения постоянной составляющей индукции от изменения напряженности Н_у подмагничивающего поля, в идеальном м.у. отсутствуют, а в реальном их влияние можно свести в минимуму.

Цепь нагрузки в идеальных м.у. с последовательным соединением W_p запаздывания не вносит, так как закон равенства м.д.с. справедлив и для мгновенных значений токов:

_y =|_p| W_p/W_y (1)

а в реальных оно составляет обычно 0,5—1 (реже –1, 5—2 ) периода питающей частоты, что для большинства м.у. значительно меньше длительности переходного процесса в цепи управления.

Следовательно, основная причина инерционности м.у. с последовательным соединением рабочих обмоток, без о.с. и смещения—переходные процессы в цепи управления, т.е. отставание изменения тока _y управления от изменения входного напряжения U_y. Именно так надо понимать утверждение, что вся инерционность м.у. сосредоточена в его цепи управления и обусловлена индуктивностью L_y этой цепи. Однако следует подчеркнуть, что L_y—это некоторая эквивалентная индуктивность, 1. которая,

хотя и приписывается входной цепи, зависит и от параметров цепи нагрузки.

Действительно, замкнув в схеме 1 ключи К₁, К₂ и К₃ и разомкнув ключ К₄^* , получим простейший м.у. с активной нагрузкой R_н и выходом на постоянном(выпрямленном) токе, для цепи управления которого при чисто активном сопротивлении R_д источника усиливаемого сигнала справедливо уравнение(1)

(2)

или

(2^!)

где e_y—э.д.с. источника усиливаемого сигнала, R_y—активное сопротивление обмоток управления м.у., _у—постоянная времени обмоток управления, --постоянная времени цепи управления, причем

(3)

(4)

где W_p и W_у—количество витков соответственно управляющей и рабочей обмоток; R= R₀+R_в +R_н —активное сопротивление цепи нагрузки, равное в сумме сопротивлений рабочих обмоток R₀, выпрямителя R_в, нагрузки R_н; f—частота источника питания.

Таким образом, в уравнении для цепи управления постоянные времени (3) и (4) являются функцией параметров не только цепи управления, но и цепи нагрузки.

Из сравнения формул (3) и _у =L_y/R_y, находим, что

(5)

Эту же индуктивность можно представить согласно известному выражению и как

(6)

Где N—количество сердечников, охваченных обмоткой управления, S—площадь поперечного сечения «железа» сердечника, l—длина средней силовой линии управляющего сигнала(подмагничивающего поля), _dy=dB_/dH_--дифференциальная магнитная проницаемость сердечников для поля усиливаемого сигнала, принимаемая постоянной во всем рабочем диапазоне изменения H_y.

Тогда (7)

Величину _dy можно графически найти по кривой В_(Н_) для данного усилителя, графическое построения которой по семействам кривых В…(Н_,Н_м) и В_(В_м, Н_) и эллипсу нагрузки показано на рисунке 2(4).

На рисунке 3(1,3,4) показана зависимость эллипса нагрузки от величин R, W_p и f, откуда ясна связь _dy с этими величинами.

Выражения (3) и (7) практически эквиваленты, хотя первое нагляднее выявляет зависимость _у от параметров как цепи управления, так и цепи нагрузки.

Постоянная времени обмоток управления _у часто принимается за постоянную времени м.у., что правомочно, если последний выполнен по схеме рисунка 1 без о.с_., R_д«R_y, отсутствует запаздывание в цепи нагрузки и пренебрежимо малы вихревые токи и гистерезис. Однако в других случаях постоянная времени м.у. отличается от _у. Вычисленной по формулам (3) и (7). Так, например, при параллельном соединении обмоток W_p инерционность м.у. при определенных условиях увеличивается приблизительно вдвое(9,10), ибо кроме индуктивности L_y, изменение постоянной составляющей потока, а значит, и тока i_y замедляют , согласно принципу Ленца, токи переходного процесса. Наводимые в образованном обмотками W_p контуре с малым сопротивлением(«короткозамкнутом» контуре). Такое же действие оказывают другие короткозамкнутые контуры (обмотки смещения, обмотки обратной связи с шунтом и т.п.). в таких случаях для нахождения постоянной времени м.у. к _у необходимо прибавить сумму постоянных всех короткозамкнутых или шунтированных небольшим сопротивлением цепей(5). В усилителях с выходом на постоянном(выпрямленном) токе нагрузка включается через выпрямитель. При этом емкостный характер нагрузки затягивание переходного процесса, а при активно-индуктивной нагрузке ток в рабочей цепи может достигать установившегося значения даже быстрее, чем в случае чисто активной нагрузки. (Следует заметить, что если во время переходного процесса, вызванного скачком входного напряжения постоянного тока, управляющий и рабочие токи при чисто активной нагрузке изменяются по экспоненте, то при наличии реактивной составляющей в сопротивлении нагрузки экспоненциальный закон нарушается. Причем переходный процесс либо остается апериодическим. Либо приобретает колебательный характер(1,2,3,5)).

Если напряжение питания м.у. по схеме рисунка 1 без о.с. имеет величину

U_m=2W_pSB_m , (8)

То при отсутствии входного сигнала индукция в обоих сердечниках изменяется по синусоиде(косинусоиде) с амплитудой В_m=В_s. Меньшее напряжение питания может вызвать дополнительное запаздывание Т_з. При ступенчатом изменении управления от 0 до Е_у

(9)

а при мгновенном изменении полярности сигнала Е_у это дополнительное запаздывание удваивается(6). Если или B_s--B_m, или имеется ток в цепи смещения или начальное значение управляющего сигнала отлично от нуля и изменения его полярности не происходит, то Т_з=0.

Из решения уравнения (2) следует, что при ступенчатом увеличении э.д.с. управления е_у от 0 до Е_у ток i_y во время переходного процесса будет нарастать по экспоненте. Причем в том случае. Когда Т_з0, это нарастание начинается с момента времени t=T_з, поэтому i_y(t) определяется выражением

(1-е^-(t-Tз^)/ ) (10)

при мгновенном снятии э.д.с. управления ток i_y без задержки Т_з начнет уменьшаться по экспоненциальному закону.

е^-t/ (11)

характер переходных процессов в идеальном м.у. по схеме 1 в соответствии с выражениями(10) и (11) показан на рисунок 4,а и б (подача сигнала) и рисунок 4,в (снятие сигнала)(1,6).

Как видно из (3) и (4), эффективным способом уменьшения постоянной времени м.у. является повышение частоты f питающего напряжения. Будем считать, что кривые B_m(H_,H_m) и B_(B_m,H_) рисунок 2 при относительно небольшом увеличении частоты остаются неизменными. Тогда, уменьшив S пропорционально увеличению f, чтобы оставить неизменными полуоси эллипса нагрузки и его положение, при прочих равных условиях сохраним прежними статические характеристики, но уменьшим постоянную времени и габариты м.у.

Эффективным средством повышения быстродействия м.у. является и введение положительной обратной связи (п.о.с.) при сохранении неизменным коэффициента усиления по мощности. Если для идеального м.у. без о.с. добротность G определяется выражением- (12)

Где K_p—коэффициент усиления по мощности, =R_н /R—к.п.д. рабочей цепи, то при наличии п.о.с.

(13)

Где G^!, K_p^! , ^!_y—соответственно добротность, коэффициент усиления по мощности и постоянная времени м.у. с п.о.с. так как G^! > G, то при K_p^!= K_p это означает ^!_y<_y. Действительно, как следует из выражения

(14)

Равенство коэффициентов усиления по мощности м.у. без о.с. и с п.о.с. возможно при меньшем количестве витков W_Y у последнего, благодаря чему достигаются меньшие L_y и ^!_y.

Существенно уменьшить постоянную времени можно также заменой однокаскадного усилителя многокаскадным, имеющим тот же коэффициент усиления по мощности, что и однокаскадный м.у. При этом увеличивается добротность м.у. В самом деле, для многокаскадного м.у.. состоящего из n каскадов :

K_pk = K_p1*K_p2 *K_pn, (15)

_yk =_y1+ _y2+…+_yn , (16)

Где K_pk , _yk, G_k,--соответственно коэффициент усиления, постоянная времени и добротность многокаскадного м.у., K_pi, _{y i} (i=1, 2,…,n)—то же соответствующего каскада. Если м.у. с коэффициентом усиления K_p, постоянной времени _y, к.п.д. и добротностью G= K_p /_y заменить многокаскадным с K_pк = K_p и например, одинаковыми каскадами, у которых  _i =, то K_pi= и _yi =_y / K_p, то из (12) следует, что при данных  и f добротность м.у.—величина постоянная, т.е. уменьшение K_pi (в данном

случае в K_p / раз) вызывает такое же уменьшение _yi. Значит, выражение (17) примет вид:

(18)

Увеличение добротности в K_p/ n раз при K_pк= K_p означает уменьшение во столько же раз постоянной времени многокаскадного м.у. по сравнению с однокаскадным.

Время  характеризует инерционность м.у., но не равно длительности переходного процесса в нем. Из (10) и (11) вытекает, во-первых, что при ступенчатой подаче управляющей э.д.с. ток i_y за время  нарастает до величины 0,632Е_у(R_д +R_у), т.е. 0.632 I_уст, а при ступенчатом снятии э.д.с.—убывает в е раз, во-вторых, что ток i_y достигнет установившегося значения

I_уст или станет равным нулю через бесконечный промежуток времени. практически ток весьма мало отличается от I_уст или 0 спустя небольшой промежуток времени. Если считать моментом окончания переходного процесса достижение током управления величины i_y =0,95 I_уст или i_y =0,05 I_уст ,то из (10) находим T_и  T_з +3, то из (11)-- T_и  3 , где T_и –инерционность( запаздывание, время реагирования).

Кроме перечисленных выше, для снижения инерционности м.у. принимают и другие меры (уменьшение постоянных времени отдельных цепей, введение гибкой о.с. и др.). в частности, широкое применение находят «быстродействующие» м.у (1-8), обладающие небольшим фиксированным предельным запаздыванием, но и соответственно пониженным коэффициентом усиления по мощности. Один из таких м.у., предложенный Р.Рэйми, имеет в однополупериодном исполнении(6) предельное запаздывание 1,5 периода питающей частоты, а в двухполупериодном(8,б)—1 период.

Поясним принцип действия однополупериодного быстродействующего усилителя Рэйми (1-8). Пусть на сердечнике с идеально прямоугольной петлей гистерезиса(5) нанесены W_p витков рабочей обмотки и W_у витков управляющей обмотки (6). Рабочее U_~ и опорное U^!_~ напряжения одной частоты синусоидальны и противоположны по фазе. Управляющее напряжение U_у может быть синусоидальным, постоянным, одно—или двухполупериодного выпрямления. Полярности напряжений U_~ и U^!_~ в рабочем полупериоде, т.е. когда проводит диод Д_р и не проводит Д_у на рисунке 6 обведены кружками в отличие от соответствующих управляющему полупериоду.

Если к началу рабочего полупериода состояние сердечника характеризуется точкой 1 (рисунок 5), а W_p и U_~ выбраны так, что

(19)

где Т—период рабочего (и опорного) напряжения, то сердечник придет в состояние положительного насыщения лишь к концу рабочего полупериода и ток нагрузки не будет превышать величины намагничивающего тока i_c (рисунок 7). Строго говоря, в формуле (19) и ниже при записи вольт-секундных интегралов следовало бы учитывать падения напряжения на активных сопротивлениях рабочей (при перемагничивании сердечника в рабочем полупериоде) и управляющей (при перемагничивании в управляющем полупериоде) цепей, однако, если петля узка, а W_p и W_у достаточно велики, то указанные падения напряжения пренебрежимо малы. К концу следующего, управляющего полупериода, если U_у =0 и

(20)

Сердечник в состояние 1.

Когда в управляющем полупериоде на входных зажимах усилителя имеется сигнал U_у (входной, усиливаемый, управляющий сигнал), действующий встречно опорному напряжению U^!_~, то за полупериод управления состояние сердечника изменится не на 2 Ф_s, а на Ф_у <2 Ф_s, в соответствии с выражением

(10)

И к началу рабочего полупериода будет характеризоваться уже не точкой 1. а, например, точкой 2(5). Если к началу рабочего полупериода остаточный поток сердечника равен –Ф₂, то при условии (19) состояние положительного насыщения будет достигнуто не к концу рабочего полупериода, а несколько раньше. Начиная с t_и (7) напряжение U_~

Будет почти полностью приложено к нагрузке, ибо при насыщении магнитная проницаемость сердечника, а следовательно, и индуктивное сопротивление рабочей обмотки в соответствии с рисунком 5 равны 0, а при реальных, прямоугольных петлях гистерезиса весьма невелики. Мгновенное значение тока нагрузки определяется при этом выражением

i_н = U_~ /R_н . (22)

очевидно, что чем больше U_у, тем меньше Ф_у, т.е. тем выше рабочая точка на петле к концу управляющего полупериода и, следовательно. Тем больше ток и напряжение на нагрузке в рабочем полупериоде.

Если U^!_~ и U_у включить не встречно, а согласно, то усилитель потеряет управление: несмотря на изменение величины U_у , ток и напряжение на выходе будут близки к 0. следовательно, усилитель по схеме рисунок 6 не обладает реверсивной характеристикой.

Усилитель по схеме рисунок 6 называется быстродействующим потому, что имеет фиксированное время запаздывания: переходный процесс в нем заканчивается не позже, чем за 1,5Т. Действительно, допустим, что входное напряжение U_у постоянного тока изменилось ступенчато, скачком от 0 до какой-то величины вскоре после начала управляющего полупериода. До появления U_у размагничивание сердечника определялось напряжением U^!_~ , а с момента подачи входного сигнала U^!_~- U_у. Если в данном управляющем полупериоде эта разность приложена к W_y не весь полупериод, то в следующем и во всех других вплоть до нового изменения U_у управляющего полупериода: Ф_у=const_, так как U_у действует с начала каждого из этих управляющих полупериодов. Постоянство изменения потока в управляющих полупериодах—характерный признак установившегося режима намагниченного усилителя Рэйми. Поэтому установившийся выход в рассматриваемом случае появиться по истечении части Рисунок 8,б

управляющего полупериода от

момента скачка U_у, исключая случай подачи последнего одновременно с началом управляющего полупериода, чему соответствует запаздывание 0,5Т.

Двухполуперионая схема Рэйми (рисунок 8,б) составлена из двух однополупериодных схем.

Схема другого быстродействующего м.у., предложенного Д.Скоржи для усиления сигналов постоянного тока, показана в двухполупериодном исполнении на рисунке 8,а. Она имеет много общего с двухполуперионой схемой Рэйми (8,б). В частности, в обеих схемах рабочий полупериод одного сердечника является управляющим для другого и наоборот, а количество витков W_p и напряжение U_~= U_msin t подобраны так, что за рабочий полупериод магнитное состояние сердечника может изменится на 2 В_r. Однако характерным отличием м.у. Скоржи от других быстродействующих усилителей является наличие электрической отрицательной о.с. покажем, что предельное запаздывание этой схемы, как и двухполупериодного м.у. Рэйми, составляет 1 период питающего напряжения.

Пусть в начальный момент рабочего полупериода сердечника I его магнитное состояние характеризуется индукцией--В_r, а сердечника II —индукцией + В_r. Во время перемагничивания сердечника 1 из -- В_r в + В_r в его управляющей обмотке наводится э.д.с.

е_wy =(W_y/W_p)U_msin t, которая при R_y=0, U_y=0,U_o.c.=0 оказывается целиком приложенной к управляющей обмотке сердечника II. К концу рассматриваемого полупериода, когда сердечник I придет в состояние + В_r, сердечник II под действием ew_y перемагнитится до --В_r. Следующий полупериод напряжения U_~ будет рабочим для сердечника II и управляющим для сердечника I. Следовательно, при R_y=0, U_y=0 по сопротивлениям R_о.с. и R_н протекает лишь весьма незначительный ток намагничивания, не создающий существенного падения напряжения (U_н0, U_о.с.0) на этих сопротивлениях.

Если в какой-то момент времени управляющий сигнал U_у, действующий встречно с ew_y, изменится ступенчато от 0 до U_у, то соответственно уменьшится напряжение, приложенное к обмотке W_у сердечника, для которого данный полупериод является управляющим. Поэтому к концу управляющего полупериода этот сердечник полностью не размагнитится, как при U_у=0, а в следующем, рабочем для него полупериоде достигнет состояния +B_s в момент времени  t_н <. С этого момента до конца полупериода по R_o.c. и R_н будет протекать ток I= U_~/R = U_~ /(R + R_o.c. + R₀ +R), где R₀—активное сопротивление рабочей обмотки, R_в—сопротивление диодов в направлении проводимости. При этом ew_y существует с начала полупериода и до момента t_н насыщения сердечника, а

U_o.c.=I_н R_o.c. =( R_o.c./R)*U_msint , наоборот, --с момента насыщения сердечника и до конца полупериода. Если сопротивление R_o.c. выбрать так, чтобы R_o.c./R= W_y/W_p , то ew_{y +} U_o.c.= (W_y/W_p) U_msint , т.е. U_o.c. дополняет ew_y до целой полуволны синусоидального напряжения, пропорционального напряжению питания (2) и не зависящего от U_у.

Таким образом, ew_{y +} U_o.c. играет ту же роль, что и опорное напряжение U^!_~ в схеме Рэйми, в результате чего схема Д. Скоржи работает точно так же и имеет такие же характеристики, как и схема Р.Рэйми (2). Однако она не требует диодов в цепи управления и источника опорного напряжения.

Допустим, что момент ступенчатого изменения сигнала U_у от 0 до U_у в схеме Скоржи (или Рэйми) совпадает с началом полупериода, являющегося рабочим для сердечника I и управляющим для сердечника II. Значит, к началу этого полупериода сердечник I находится в состоянии --В_r, а сердечник II – в состоянии +В_r. К концу рассматриваемого полупериода сердечник I достигнет состояния +В_r, а сердечник II – некоторого состояния, определяемого величиной сигнала U_у. Если последний продолжает действовать, то такого же состояния в следующем полупериоде достигнет сердечник I. Следовательно, установившееся значение U_н появится спустя 0,5 Т после приложения U_у, так как одинаковое размагничивание сердечников в управляющих полупериодах—признак установившегося режима в схемах Скоржи и Рэйми.

Если же сигнал U_у появится не в начале полупериода, а позже, то сердечник II в этом полупериоде размагнитится больше, зато в каждом последующем полупериоде, если он остается приложенным, сердечники будут размагничиваться одинаково. Следовательно, в этом, самом «неблагоприятном». Случае установившееся значение U_н будет достигнуто за время от скачка U_у до конца следующего полупериода, т.е. максимальное время задержки в двухполупериодных схемах Рэйми и Скоржи не превышает Т.

Задание и порядок выполнения работы

1.Ознакомиться с лабораторным макетом, на задней панели которого расположены

А) три пары сердечников из материала 50НП предназначенных для трех м.у: МУ₁ с К_р=10—сердечники 30х20, 5х10 на каждом из которых навиты рабочая обмотка (W_p =320, клеммы 1-2), обмотка о.с. (W_о.с.=160, клеммы 3-4) и секционированная обмотка управления (W_у=398, клеммы 5-6; W_у=538, клеммы 5-7; W_у=1400, клеммы 5-8, W_у=2156, клеммы 5-9); МУ₂ с К_р=10—сердечники 21х17х10, имеющие каждый рабочую обмотку(W_p=320, клеммы 1-2) и обмотку управления (W_у=2156, клеммы 3-4); МУ₃ с К_р=5,45—сердечники 30х20, 5х10, на каждом из которых навиты рабочая обмотка (W_p =320, клеммы 3-4) и три обмотки управления (W_у=1400, клеммы 3-4; W_у=280, клеммы 5-6 и 7-8, причем последние две одинаковые обмотки в данной работе не используются). Клеммы, обозначенные нечетными номерами, подсоединены к началам обмоток (начало секционированной обмотки управления подсоединено к клемме 5);

Б) трансформатор для питания м.у. и фазовращателя, имеющий первичную обмотку, подключаемую к сети~220 в, и 4 вторичных обмотки для получения напряжений 28 в (клеммы 6-7), 6,4 в (клеммы 8-9). 7,8, в(клеммы 3-5) и 20 в (клеммы 10-12), причем две последние обмотки имеют отпайки со средних точек (клеммы 4 и 11 соответственно);

В) фазовращатель, который состоит из последовательно соединенных конденсатора 10 мкф и переменного сопротивления 3,3 ком, подключенных к клеммам 10-12 трансформатора. Выход фазовращателя—средняя точка обмотки трансформатора(клемма 11) и точка между сопротивлением и емкостью;

Г) формирователь прямоугольных импульсов на транзисторах, состоящий из подключаемого к фазовращателю двустороннего ограничителя—усилителя с амплитудой высокого сигнала 6 в и временем нарастания фронта входного тока 0,64 мсек, одновибратора для получения прямоугольных импульсов с амплитудой 6 в и длительностью 0,04 сек и электронного ключа для улучшения формы импульсов одновибратора и согласования последнего с нагрузкой;

Д) мультивибратор с электронным ключом (МВ) для получения прямоугольных импульсов с амплитудой 6 в и длительностью импульсов 0,5 сек;

Е) подключаемое к выходу мультивибратора электромеханическое реле Р для шунтирования цепи управления дроссельных м.у.(рисунок 9);

Ж) набор резисторов и диодов.

При выполнении указанных ниже экспериментов напряжение ~220в подавать на вход трансформатора(см.п.1,б) через ЛАТР, а с выходов трансформатора снять напряжение U_c рабочих цепей усилителей.

3. Собрать схему дроссельного м.у. МУ₁ без о.с. с последовательно соединенными рабочими обмотками и выходом на выпрямленном токе (см. 1 при замкнутых ключах К₁, К₂, и К₃ и разомкнутом ключе К₄). Сердечники –30х20, 5х10, W_p=320, W_у=2156, R_н =47 Ом, R_к=1 Ом, U_c=7,8 в. При этом К_р=10, R =81,7 Ом, =0,57, R_у=214 Ом.

Напряжение управления, снимаемое с потенциометра П (9), плавно повышать от 0, наблюдая на экране осциллографа изменение величин и форм I_{y и} U_н . затем величину U_у установить в пределах рабочего диапазона характеристики управления м.у. (U_у< U_{у max}, например, соответствующие 0,25 U_{н max}, что можно легко сделать по осциллографу).

Тумблером Т запустить мультивибратор. Подключая осциллограф поочередно к R_н и R_к, наблюдать затухание рабочего или управляющего токов при шунтировании контактом реле Р цепи управления (синхронизация—внешняя по переднему фронту импульса мультивибратора). Экспериментально определить постоянную времени _у, для чего можно поступить следующим образом: с помощью ручек «усиление У» низкочастотного осциллографа (например, С1-19Б) выставить установившееся значение тока управления равным, к примеру, 10 клеткам сетки экрана (если наблюдается затухание в рабочей цепи, 10 клеткам соответствует амплитуда установившегося тока). При этом ручку осциллографа «род работы» поставить в положение «потенциальный вход». Определить абсциссу точки экспоненты на высоте 0.632 I_уст в делениях сетки (для чего удобнее совместить указанный уровень с центральной горизонталью сетки, имеющей более мелкие деления). Не изменяя усиления по Х и У, перевести ручку «род работы» в положение 0,1 мкФ (здесь и дальше имеется ввиду осциллограф С1-19Б), включить метки и произвести отсчет времени в наиболее удобном масштабе (развертка в положении «ждущая»).

Экспериментально полученные по огибающим рабочего и управляющего токов значения _у сравнить с подсчитанным по формулам (3). (7) и (12).( При оценке точности теоретических методов подсчета постоянной времени следует помнить, что в большинстве практических задач требуется лишь приближенное определение _у). Убедиться, что длительность переходного процесса практически исчисляется временем 3_у.

4. Выполнить п.3. при подключенной п.о.с. (см. 1 при замкнутых ключах К₁, К₃ и К₄ и разомкнутом ключе К₂). Так как W_о.с.=160, то К_о.с.=0,5. чтобы при введении п.о.с. К_р остался прежним, необходимо W_у=538. Найти ^!_у из выражения (13), учтя, что R_о.с.=15,8 Ом и =0,482. Сравнить с экспериментально определенной величиной постоянной времени.

5.Выполнить указания п.3. при параллельном соединении рабочих обмоток и отсутствии о.с. Питание рабочей цепи осуществляется напряжением 3,9 в (клеммы 3-4 трансформатора). Посчитать постоянную времени по формуле _у =К_р/2f, учтя, что К_р=10, R_о=15,8 Ом, активное сопротивление выпрямительного моста составляет 3.14 Ом. Сравнить расчетное значение _у с найденным экспериментально.

6.Собрать схему дроссельного м.у. МУ₂ на сердечниках 21х17х10 без о.с. с последовательно соединенными рабочими обмотками и выходом на выпрямленном токе. Если обозначить S₁, l, S₂ и l₂ площади поперечного сечения и длины средних силовых линий сердечников соответственно МУ₁ и МУ₂, поставить целью неизменность эллипсов нагрузки (2) и учесть, что S₁ / S₂=2,38 и l₁ / l₂=1,33 , то при W_p1=W_p2 , R₁=R₂, R_y1=R_y2 , R _н1=R_н2, K_p1=K_p2 придем к выводу о необходимости уменьшать напряжение питания в 1,33 раза и увеличить частоту в 1,8 раза. Действительно:

а) H_к.з.1 =U_c1W_p1/R₁l₁ , H_к.з.2 =U_c2W_p1/R₁ l₂ , поэтому U_c2=U_c1/1,33, если H_к.з.1 = H_к.з.2

_б) U_c1=4,44 f₁ W_p1B_mS₁ , U_c2=U_c1/1,33=4,44 f₂ W_p1B_mS₂/ 2,38. Приравняв правые части обоих выражений для U_c1 ,найдем, что f₂=1,8f₁=1,8 *50 =90 Гц. Таким образом, МУ₂ при повышении частоты в 1,8 раза имеет ту же характеристику управления, что и МУ₁, но меньшие габариты и напряжение питания, а также в 1,3 раза меньшую постоянную времени. Последнее следует из выражений (3) и (7):

=1,8

=1,8.

Рабочую цепь МУ₂ подключить у звуковому генератору (например. К ЗГ-10), настроив последний на f =90 Гц и U=7,88/1,33 =5,9 в , и выполнить указания п.3.

7.Собрать схему двухкаскадного м.у. с тем же К_р=10, что и у всех предыдущих усилителей. В качестве 1=го каскада использовать МУ₃ на сердечниках 30х20 , 5х10 с обмотками W_p1=320, W_y1=1400 (см. п.1). Обмотка управления м.у. 2-го каскада являются нагрузкой для 1-го, поэтому

,

откуда находим, что при W_p1= W_p2= W_p=320, R_y1=138,5 Ом, и К_рк=10 требуется W_у2=398. Поэтому в качестве второго каскада использовать МУ₁ с W_р2=320 и W_у2=398(см.п.1). так как R_y2=39,4 Ом, то К_р1= W_p1² R_y2/ W_p² R_y1=5,44. Зная, что R_о=15,8 Ом, то R_в=3,14 Ом (см.п.5), находим

₁= R_y2/( R_y2+2R_o+ R_в)=0,53

₁=К_р1/4 ₁f=0,051 сек. Коэффициент усиления по мощности 2-го каскада К_р2=10/5,44=1,84, к.п.д. рабочей цепи ₁= R_y2/( R_y2+2R_o+ R_в)=47/(47+31,6+3,14)=0,575, постоянная времени ₂=1,84/4 * 0,575 *50=0,016 сек. Следовательно, у двухкаскадного м.у. К_р=10, =₁+₂=0,067 сек, что меньше постоянной времени однокаскадного м.у. с тем же К_р согласно п.3.

Выход схемы рисунка 9 подсоединить ко входу м.у. 1-го каскада. На осциллограф подать напряжение с R_н. Длительность развертки «грубо»--10 сек, «плавно»--подбор, синхронизация—внутренняя, отрицательная, ждущая. Экспериментально определить постоянную времени так, как указано в п.3. Сравнить с расчетным значением.

8.Собрать схему двухполупериодного м.у. Рэйми(рисунок 8,б), используя сердечники МУ₃ 30х20, 5х10 с обмотками W_p=1400(клеммы 3-4) и W_у=320 (клеммы 1-2), а в качестве нагрузки—резистор R_н ≥150 Ом.

ЛАТР, подключенный к первичной обмотке трансформатора, выставить в нулевое положение. Рабочее U_~ и опорное U^!_~напряжения снять с клемм 6-7 и 8-9 трансформатора соответственно(см.п.1). Закоротить гнезда U_у(U_у =0). Осциллограф подсоединить к R_н (развертка—периодическая, усиление 1:10). Напряжение ЛАТРа повышать до тех пор, пока фигура на экране осциллографа сохраняет форму «трапеции» (пока не начнут появляться выбросы). В дальнейшем не изменять положение движка ЛАТРа.

Выход фазовращателя с помощью тумблера Т подать на формирователь прямоугольных импульсов, а выход последнего подсоединить к гнездам U_у м.у. (предварительно сняв с них закорачивающий проводник). Изменяя фазовый сдвиг  между U^!_~ и U_у с помощью фазовращателя, убедиться, что длительность переходного процесса равна 0,5Т при =0⁰ и не превышает 1Т при 0⁰<  <180⁰. Срисовать с экрана волновую диаграмму переходного процесса для двух-трех значений .

9.Перейти от схемы Рэйми к схеме Скоржи (рисунок 8,а) и выполинть указания п.8., помня, что R_o.c./R=W_y/W_p.

АППАРАТУРА

1. Лабораторный макет, описанный выше.

2. ЛАТР.

3. Низкочастотный осциллограф(например, типа С1-19Б).

4. Звуковой генератор ( например, типа ЗГ-10).

5. Реостат для схемы рисунок 9.6. Вольтметр для контроля напряжения сети ~220 в

7. Провода для сборки схем.