шпоргалка / электр

1. Выпрямительные диоды, стабилитроны, стабисторы, варикапы, принцип действия и основные характеристики, рабочий режим применение.

Выпрямительный полупроводниковый диод – это полупроводниковый диод, предназначенный для преобразования переменного тока в постоянный. Кроме того, их применяют в цепях управления и коммутации, для развязок в электрических цепях, ограничения выбросов напряжений в цепях с индуктивными элементами.

Выпрямительные диоды выполняются на основе р-n- перехода и имеют две области, одна из них является более низкоомной (содержит большую концентрацию примеси), и называется эмиттером. Другая область, база – более высокоомная (содержит меньшую концентрация примеси).

В основе работы выпрямительных диодов лежит свойство односторонней проводимости р-n- перехода, которое заключается в том, что последний хорошо проводит ток (имеет малое сопротивление) при прямом включении и практически не проводит ток (имеет очень высокое сопротивление) при обратном включении.

Как известно, прямой ток диода создается основными, а обратный – не основными носителями заряда. Концентрация основных носителей заряда на несколько порядков превышает концентрацию не основных носителей, чем и обусловливаются вентильные свойства диода.

Основными параметрами выпрямительных полупроводниковых диодов являются

Uобр мах= 0.8 Uпр – максимальное обратное напряжение, обычно 0.8 от пробивного, то какое напряжение может выдержать диод, находясь в закрытом состоянии.

Uпр.мах – максимально допустимое прямое напряжение, характеризует падение напряжения на открытом диоде при протекании максимального тока.

Iвп ср мах - максимально допустимый средний выпрямлены ток

Iобр – обратный ток при Uобр мах (ток утечки)

Рмах- максимальная рассеиваемая мощность, при которой обеспечивается заданная надежность диода.

Fмах- максимальная рабочая частота переключения диода,

По максимально допустимому значению среднего выпрямленного тока диоды делятся на маломощные (Iвп.ср мах  0,3А), средней мощности (0,3А  Iвп.ср мах  10А) и большой мощности (Iвп.ср мах  10А).

Для сохранения работоспособности германиевого диода его температура не должна превышать +85С. Кремниевые диоды могут работать при температуре до +150С.

Рисунок 3.3 – Изменение вольт - амперной характеристики полупроводникового диода от температуры: а − для германиевого диода; б − для кремниевого диода

Полупроводниковый стабилитрон – это полупроводниковый диод, напряжение на котором в области электрического пробоя слабо зависит от тока и который используется для стабилизации напряжения.

В полупроводниковых стабилитронах используется свойство незначительного изменения обратного напряжения на р-n- переходе при электрическом (лавинном или туннельном) пробое. Это связано с тем, что небольшое увеличение напряжения на р-n- переходе в режиме электрического пробоя вызывает более интенсивную генерацию носителей заряда и значительное увеличение обратного тока.

Низковольтные стабилитроны изготовляют на основе сильнолегированного (низкоомного) материала. В этом случае образуется узкий плоскостный переход, в котором при сравнительно низких обратных напряжениях (менее 6В) возникает туннельный электрический пробой. Высоковольтные стабилитроны изготавливают на основе слаболегированного (высокоомного) материала. Поэтому их принцип действия связан с лавинным электрическим пробоем.

Основные параметры стабилитронов:

• напряжение стабилизации Uст (Uст = 1…1000В);

• минимальный Iст міn и максимальный Iст мах токи стабилизации (Iст міn  1,0…10мА, Iст мах  0,05…2,0А);

• максимально допустимая рассеиваемая мощность Рмах;

• дифференциальное сопротивление на участке стабилизации rд = Uст/Iст , (rд  0,5…200Ом);

• температурный коэффициент напряжения на участке стабилизации:

TKU стабилитрона показывает на сколько процентов изменится стабилизирующее напряжение при изменении температуры полупроводника на 1С

(TKU = −0,5…+0,2 %/С).

Рисунок 3.6 – Вольт-амперная характеристика стабилитрона и его условное графическое обозначение

Стабилитроны используют для стабилизации напряжений источников питания, а также для фиксации уровней напряжений в различных схемах.

Стабилизацию низковольтного напряжения в пределах 0,3…1В можно получить при использовании прямой ветви ВАХ кремниевых диодов. Диод, в котором для стабилизации напряжения используется прямая ветвь ВАХ, называют стабистором. Существуют также двухсторонние (симметричные) стабилитроны, имеющие симметричную ВАХ относительно начала координат.

Стабилитроны допускают последовательное включение, при этом результирующее стабилизирующее напряжение равно сумме напряжений стабилитронов:

Uст = Uст1 + Uст2 +…

Параллельное соединение стабилитронов недопустимо, т.к. из-за разброса характеристик и параметров из всех параллельно соединенных стабилитронов ток будет возникать только в одном, имеющем наименьшее стабилизирующее напряжение Uст, что вызовет перегрев стабилитрона

Варикап – это полупроводниковый диод, в котором используется зависимость емкости от величины обратного напряжения . варикап предназначены для работы в качестве управляемой емкости для электронной настройки колебательных контуров, в устройствах АПЧ, при частотной модуляции, в схемах параметрических усилителей и генераторов(параметроны), в схемах умножения частоты(варакторы).

Принцип действия варикапов основан на изменении величины барьерной емкости обратно включенного р-п перехода от приложенного напряжения

Полупроводниковым материалом для изготовления варикапов является кремний.

Основные параметры варикапов:

номинальная емкость Св–емкость при заданном обратном напряжении(Св = 10…500 пФ);

коэффициент перекрытия по емкости Кс = Смакс/Смин(Кс = 5…20)

добротность Q=Pc/Pпот

Рисунок 3.9 – Вольт-фарадная характеристика варикапа

5. Биполярый транизистор. Принцип работы. Связь тока коллектора с током эмиттера и током базы. Физические параметры БТ.

Биполярным транзистором (БТ) называется трехэлектродный полупроводниковый прибор с двумя взаимодействующими р-n-переходами, предназначенный для усиления электрических колеба­ний по току, напряжению или мощности. Слово «биполярный» оз­начает, что физические процессы в БТ определяются движением носителей заряда обоих знаков (электронов и дырок). Взаимодей­ствие переходов обеспечивается тем, что они располагаются дос­таточно близко – на расстоянии, меньшем диффузионной длины. Два p-n-перехода образуются в результате чередования областей с разным типом электропроводности. В зависимости от порядка че­редования различают БТ типа п-р-п (или со структурой n-p-n) и типа р-п-р (или со структурой р-n-р), условные изображения которых по­казаны на рис. 5.1.

В активном режиме в тран­зисторе происходят следующие основные процессы.

Рис. 5.3

Инжекция. В транзисторе р-п переходы выполняют несиммет­ричными, даже односторонними (p_p » n_п). Поэтому можно принять, что через эмиттерный переход, смещенный в прямом на­правлении, имеет место только поток дырок из эмиттера в базу (диффузия дырок через пониженный потенциальный барьер эмиттер­ного перехода) - инжекция дырок в базу. Величина тока эмиттера определяется величиной смещения U_ЭБ и прямой ветвью вольт-ам­перной характеристики диода, т.е. при малом смещении (десятые доли вольта) ток эмиттера достигает величины в десятки и сотни миллиампер.

Диффузия в базе. В равновесии база нейтральна по всей ширине и электрического поля в базе нет. Потенциал по всей ши­рине базы одинаков, и на диаграмме он принят равным нулю, поэ­тому транзистор называется бездрейфовым. Инжектированные дырки в базе являются неосновными носителями. Концентрация равновес­ных неосновных носителей Р_n в базе невелика и инжектированные дырки значительно увеличивают концентрацию неосновных носите­лей - дырок - в базе на границе с эмиттерным переходом, т.е. имеет место процесс возмущения неосновных носителей (см. главу 1, подраздел "Неравновесная концентрация").

Появляется градиент концентрации дырок в базе и начинает­ся диффузия инжектированных дырок от эмиттерного перехода в глубь базы, в сторону коллекторного перехода. Повышенная кон­центрация дырок в базе у эмиттерного перехода поддерживается за счет непрерывной инжекции из эмиттера. В процессе диффузии боль­шая часть инжектированных дырок достигает границы коллекторного перехода. Движение инжектированных дырок через базу имеет слож­ный направленно-хаотический вид, т.е. дырки, как подвижные час­тицы, совершают тепловые хаотические движения, на которые на­кладывается направленное смещение под действием сил диффузии. В целях улучшения направленного движения дырок в базе (от эмит­тера к коллектору) в ней создают электрическое поле, под дейст­вием которого дырки направленно перемещаются (дрейфуют) к кол­лектору. Транзисторы, у которых носители зарядов в базе переме­щаются под действием сил диффузии и электрического поля, на­зывают дрейфовыми.

Экстракция дырок, ток коллектора. Коллекторный переход смещен в обратном направлении и его собственный обратный ток равен тепловому току I_K0. Однако инжектированные дырки, оказав­шиеся в базе, на границе коллекторного перехода подхватываются полем коллекторного перехода и выбрасываются в область коллекто­ра, где они являются основными носителями. Этот процесс называют экстракцией. В результате этого коллекторный ток увеличивается сверх I_K0 и теперь величина тока коллектора I_K определяется концентрацией продиффундировавших через базу инжектированных дырок, или током эмиттера. Таким образом величина тока коллек­торного перехода, смещенного в обратном направлении, определяет­ся величиной тока близко расположенного эмиттерного перехода, т.е. ток коллектора управляется током эмиттера. В этом заключа­ется взаимодействие переходов, и в этом - сущность транзистора. Все остальные потоки и процессы носят сопутствующий характер.

Рекомбинация. Ток базы. Часть инжектированных дырок в про­цессе диффузии в базе встречается с электронами и рекомбинирует. Рекомбинирующие дырки не достигают коллекторного перехода и не участвуют в управлении коллекторным током. Вместо рекомбинированных электронов в базу втекают электроны из внешней цепи по базовому выводу, образуя ток базы. Величина тока базы I_Б опре­деляется интенсивностью рекомбинации в объеме базы (направление токов во внешних выводах соответствует принятому в электротех­нике направлению движения положительных зарядов).

Токи в эмиттерной и коллекторной областях. Движение носи­телей через эмиттерную и коллекторные области на большей части происходит под воздействием слабого электрического поля в этих областях, создаваемого внешними источниками точно так же, как на это было указано при рассмотрении диода. Эти потоки не ока­зывают влияния на работу транзистора и в дальнейшем не рассмат­риваются.

Основные соотношения для токов. Коэффициент передачи тока

Из рассмотрения принципа действия транзистора следует, что ток коллектора составляет лишь часть тока эмиттера (i_Э развет­вляется на два тока: I_K и I_Б):

(5.1)

Отношение тока коллектора к току эмиттера:

(5.2)

называют коэффициентом передачи тока. Коэффициент  отражает эффективность взаимодействия р-п переходов в транзисторе и ко­личественно равен доле инжектированных эмиттером дырок, достиг­ших коллекторного перехода. Равенства (5.1 и 5.2) являются ос­новными для транзистора и выполняются при любых режимах тран­зистора, т.к. они отражают основные процессы в транзисторе. Из этих равенств вытекает и условие для тока базы:

(5.3)

Качество транзистора тем лучше, чем меньше дырок рекомбинирует в базе и чем больше их достигает коллектора, т.е. чем ближе к единице коэффициент . Для уменьшения интенсивности рекомбина­ции базу делают, по возможности, очень тонкой, чтобы толщина ба­зы W была много меньше средней длины диффузии неосновных носи­телей в базе:

(5.4)

Теория транзистора устанавливает непосредственно связь ве­личины  с величинами L и W /2/:

Это выражение при выполнении (5.4) может быть упрощено (разложе­нием в ряд) и представлено в более удобном для практического ис­пользования виде:

(5.5)

Коэффициент , называемый коэффициентом инжекции, представля­ет отношение дырочной составляющей тока эмиттера к полному то­ку эмиттера:

Как правило, он близок к единице. В дальнейшем он всегда прини­мается равным единице.

Современная технология позволяет изготовлять транзисторы с шириной базы в единицы (и доли) микрометра и с коэффициентом , равным 0,95 - 0,99. Ток базы (т.е. ток рекомбинации) при этом составляет (0,05‑0,001) I_Э.

9. МДП-транзисторы с индуцированным каналом. Принцип работы. Схемы включения, режимы работы. Статические характеристики, основные параметры. Применение.

при изготовле­нии этого типа транзисторов не получают проводящего канала между истоком и стоком (рис.6.5,а).

а б

Рис. 6.5

Сильно легированные области стока и истока n⁺-типа образуют с подложкой p-типа два встречно включенных p-n перехода, поэтому ток между стоком и истоком (I_с) при U_3н≤0 протекать не может. Режим обеднения в этом транзисторе невозможен. При положительном напряжении затвора U_З, под действием элект­рического поля электроны "вытягиваются" из р-подложки и из областей истока и стока к поверхности под затвором, а дырки отталкиваются в глубь подложки. При некотором положительном на­пряжении затвора, называемом пороговым U_пор, на поверхности под затвором концентрация электронов превышает концентрацию дырок, т.е. возникает (индуцируется) канал n-типа. Такой тран­зистор называют МОП-транзистором c индуцированным каналом. Условное обозначение такого транзистора и схема его включения показаны на рис.6.5,б. При увеличении напряжения затвора сверх порогового Uз>U_пор проводимость канала увеличивается, т.е. наступает режим обогащения. На рис.6.6,а приведены статические входные (стоковые) характеристики МОП-транзистора с индуциро­ванным каналом. Основное отличие этих характеристик от предыду­щих обусловлено тем, что МОП-транзистор с индуцированным каналом может работать только в режиме обогащения (Uз>0) и имеет параметр – пороговое напряжение U_пор. На рис.6.6,б показаны затворно-стоковые характеристики этого транзистора. МОП-транзис­торы с индуцированным каналом проще в изготовлении, т.к. отсут­ствуют технологические операции по "встраиванию" канала. Они более перспективны для применения в микросхемах.

а б

Рис. 6.6

Параметры и эквивалентная схема полевого транзистора

Полевые транзисторы характеризуются следующими основными параметрами:

1) по постоянному току:

• пороговым напряжением U_пор ;

• максимальным током стока I_{c max}

• максимальным напряжением стока U_{cи max}

2) по переменному току (малосигнальные параметры):

• крутизной

• выходным сопротивлением

• входным сопротивлением R_ВХ;

• межэлектродными емкостями C_ЗИ, С_ЗС, С_СИ ;

• граничной частотой f_s по крутизне.

13. Усилительный каскад на ПТ с управляющим р-н переходом в схеме с общим истоком. Выбор режима покоя.

В настоящее время широко применяются усилители, выполненные на полевых транзисторах. На рис. 5.9 приведена схема усилителя, выполненного по схеме с ОИ и одним источником питания.

Рисунок 5.9

Режим работы полевого транзистора в режиме покоя обеспечивается постоянным током стока Iсп и соответствующим ему напряжением сток-исток Uсип. Этот режим обеспечивается напряжением смещения на затворе полевого транзистора Uзип. Это напряжение возникает на резисторе Rи при прохождении тока Iсп (URи = Iсп Rи) и прикладывается к затвору благодаря гальванической связи через резистор R3. Резистор Rи, кроме обеспечения напряжения смещения затвора, используется также для температурной стабилизации режима работы усилителя по постоянному току, стабилизируя Iсп. Чтобы на резисторе Rи не выделялась переменная составляющая напряжения, его шунтируют конденсатором Си и таким образом обеспечивают неизменность коэффициента усиления каскада. Сопротивление конденсатора Си на наименьшей частоте сигнала должно быть намного большим сопротивления резистора Rи, которое определяют по выражению:

(5.1)

где Uзип, Iсп – напряжение затвор-исток и ток стока при отсутствии входного сигнала.

Емкость конденсатора выбирается из условия:

(5.2)

где fmin – наинизшая частота входного сигнала.

Конденсатор Ср называется разделительным. Он используется для развязки усилителя по постоянному току от источника входного сигнала.

Емкость конденсатора:

(5.3)

Резистор Rс выполняет функцию создания изменяющегося напряжения в выходной цепи за счет протекания в ней тока, управляемого напряжением между затвором и истоком.

При подаче на вход усилительного каскада переменного напряжения uвх напряжение между затвором и истоком будет изменяться во времени Uзи(t) = uвх; ток стока также будет изменяться во времени, т.е. появится переменная составляющая Ic(t) = ic. Изменение это тока приводит к изменению напряжения между стоком и истоком; его переменная составляющая uс равная по величине и противоположная по фазе падению напряжения на резисторе Rс, является входным напряжением усилительного каскада Uси(t) = uc = uвых = −Rcic.

В усилителе на полевом транзисторе, схема которого приведена на рис. 5.9, ток стока Ic и напряжение Uси связаны уравнением:

(5.5)

В соответствии с этим уравнением можно построить линию нагрузки (нагрузочную характеристику):

(5.6)

Для ее построения на семействе статических выходных (стоковых) характеристик полевого транзистора достаточно определить две точки:

1-я точка: полагает Ic = 0, тогда Uси = Ес;

2-я точка: полагает Uси = 0, тогда Ic = Ес/(Rc+Rи).

Графическим решением уравнения для выходной цепи рассматриваемого каскада являются точки пересечения линии нагрузки со стоковыми характеристиками.

Рисунок 5.11 – Графический расчет режима покоя каскада на полевом транзисторе при помощи выходных и входной характеристик

Значение тока стока Iс и напряжения Uси зависят также от напряжения затвора Uзи. Три параметра Iсп, Uсип и Uзип определяют исходный режим, или режим покоя усилителя. На выходных характеристиках этот режим отображается точкой По, лежащей на пересечении выходной нагрузочной характеристики с выходной статической характеристикой, снятой при заданном значении напряжения затвора.

Резистор R3 предназначен для подачи напряжения Uзип с резистора Rи между затвором и истоком транзистора. Сопротивление R3 принимают равным 1…2 МОм.

Сопротивление резистора Rи для обеспечения режима покоя, харак-теризуемого значениями Iс = Iсп и Uзи = Uзип (точка По, рис. 5.11), рассчитывают по формуле:

18. инвертирующий и неинвертирующий усилители на базе БТ. Параметры отличительные особенности.

изображена схема включения транзистора с общей базой [6]. Напряжение Uэб – входное; Uкб – выходное.

Схема включения с ОБ характеризуется низким входным сопротивлением, усиливает входной сигнал по

напряжению и мощности. Усиление по току не реализует. Входной сигнал не инвертирует. R_ВХ =10-100 Ом

R_ВЫХ =200кОм-2Мом K_I =0.9-0.99 K_U =до 1000 K_P = до 1000.

представлена схема включения транзистора с общим эмиттером. Напряжение Uбэ – входное; Uкэ –

выходное.

В схеме включения транзистора с ОЭ осуществляется усиление входного сигнала по току, напряжению и мощности. По сравнению со схемой с ОБ, имеет большее входное сопротивление. Входной сигнал инвертирует. . R_ВХ =200-2000 Ом

R_ВЫХ =10-100 кОм K_I = 10-100 K_U = до 1000 K_P = до 10000

показана схема включения транзистора с общим коллектором. Напряжение Uбк – является входным; Uэк –

выходным.

Схема включения с ОК называется эмиттерным повторителем. Осуществляет усиление входного сигнала по току и мощности. Не является усилителем напряжения. Имеет высокое входное сопротивление, поэтому применяется в качестве согласующего устройства между высокоомным источником сигнала и нагрузкой. Входной сигнал инвертирует.

. R_ВХ =200 кОм-1 МОм

R_ВЫХ =20 Ом -2ком K_I = 10-100 K_U = не более 1K_P =до 100.

23. Электронные ключи на БТ и МДП - транзисторах. Принцип работы. Назначение. Сравнительные характеристики.

Ключевой режим БТ является разновидностью динамического режима с импульсным изменением токов и напряжений в больших пределах. Поэтому его можно назвать режимом большого им­пульсного сигнала, который характерен для цифровых схем, гене­раторных устройств, преобразователей импульсов и др. Малосиг­нальный импульсный режим легко анализируется на основе час­тотных свойств БТ по законам теории линейных цепей и здесь не рассматривается.

На рис. 5.34 изображена простейшая схема электронного клю­ча, содержащая n-р-n-транзистор в схеме включения с ОЭ, рези­сторы R_К и R_Б в коллекторной и базовой цепях. Штриховыми лини­ями показаны барьерная емкость эмиттерного и коллекторного переходов С_ЭБ, С_КБ и нагрузочная емкость С_Н, которая складыва­ется из выходной емкости самого ключа и входной емкости после­дующей схемы.

В соответствии с назначением ключа БТ может находиться в одной из двух крайних статических режимах: режиме отсечки (тран­зистор закрыт) и режиме насыщения (транзистор открыт).

На рис. 5.35 показаны семейство выходных характеристик БТ в схеме с ОЭ и нагрузочная прямая АВ, проходящая через точку В, где U_КЭ = E_К, и точку A, для которой I_К = E_К/R_К (см § 5.5.1).

Зависимость базового тока от напряжения U_ВХ в статическом режиме при известном сопротивлении R_Б можно найти с помощью входной характеристики (рис. 5.36), соответствующей заданному значению напряжения U_КЭ. Для этого надо (как и на рис. 5.35) по­строить нагрузочную прямую ЕF: точка Е определяется на оси абс­цисс значением U_БЭ= U_ВХ, а точка F – на оси ординат значением U_ВХ /R_Б. Точка К пересечения нагрузочной прямой с входной характе­ристикой определяет рабочие значения тока базы и напряжения U_БЭ. Изменение U_ВХ во времени приводит к параллельному смещению прямой EF и соответствующему смещению точки К по входной характеристике (штриховые линии на рис. 5.36).

Режим отсечки на рис. 5.35 соответствует точке С, где нагрузочная прямая АВ пересекает выходную характеристику с параметром I_Б = I_КБО, т.е. когда I_К = I_КБО. Вследствие малости I_КБО в режиме отсечки (для точки С) U_КЭ = E_К – I_К R_К = Е_к – I_КБО ≈ E_К.

Для перехода в режим насыщения, характеризуемого на рис. 5.35 точкой D, необходимо увеличить входной ток I_Б до значения I_{Б нас}, называемого базовым током насыщения. Соответствующее зна­чение коллекторного тока называется током насыщения коллек­тора I_{К нас}, а напряжение – напряжением насыщения U_{КЭ нас} или ос­таточным напряжением U_{КЭ нас} = Е_К – I_{К нас} R_К

Переходные процессы в простейшем ключе в схеме с ОЭ.

Сумму времени задержки и времени нарастания называют бре­менем включения транзистора:

(5.141)

Для уменьшения времени включения необходимо снижать барь­ерные емкости эмиттерного С_ЭБ и коллекторного С_КБ переходов, уменьшать сопротивления R_Б и R_К, увеличивать коэффициент пере­дачи тока β и отпирающий ток базы I_Б1.

Сумму времен рассасывания и спада называют временем вы­ключения транзисторного ключа (транзистора):

(5.142)

МДП – транзисторы в ключевом режиме

Преобладающее положение транзисторов с индуцированным каналом в ключевых схемах объясняется наличием у них четко выраженного уровня порогового напряжения затвора U_ПОР. Если управляющее напряжение U_ВХ, подаваемое на затвор, меньше порогового, то транзистор закрыт, если больше порогового, то транзистор открыт.

Наибольшее распространение получила схема с общим истоком (рис.19). Управляющее напряжение подается на затвор. Выходное напряжение снимается со стока. Подложка обычно соединяется с истоком. На схеме показан транзистор с индуцированным p-каналом.

Статическое состояние ключа. На рис.20 показана нагрузочная характеристика транзистора, нанесенная на семейство его выходных статических характеристик I_С =f(U_СИ) при U_ЗИ= var :

Ключ в рабочем режиме постоянно находится в одном из двух состояний (точка А или В на нагрузочной характеристике).

Состояние А – ключ закрыт, через транзистор протекает пренебрежимо малый ток. Выходное напряжение равно практически напряжению источника

питания , если сопротивление нагрузки резистора R_С не очень большое.

Состояние ключа В- ключ открыт, через транзистор протекает полный рабочий ток. В этом режиме входное напряжение должно быть больше порогового: . Входноенапряжение (3.12)

уменьшается вследствие увеличения падения напряжения на нагрузке R_С .

Выходное напряжение открытого ключа тем меньше, чем выше сопротивление резистора R_С и больше ток транзистора в режиме открытого канала, т.е. на восходящем участке его выходных характеристик.

Процесс включения транзистора. Под воздействием управляющего напряжения транзистор открывается и через него происходит разряд выходной емкости С_СИ , которая при закрытом транзисторе была заряжена до напряжения ε_СИ рис.20.

Рассмотрим процесс включения транзистора с помощью идеализированного графика перемещения рабочий точки из положения А в положение В (показан на рис.19 пунктирными стрелками). После подачи импульса входного напряжения в течении времени задержки t₃ формируется новое (проводящее) состояние канала.

Рис. 21 Процесс включения транзистора

Это время определяется динамической входной емкостью ключа (она больше статической емкости С_ЗИ за счет влияния проходной С_ЗС и выходной С_СИ емкостей), а также пороговым напряжением U_ПОР, амплитудой и внутренним сопротивлением источника входного напряжения

. (3.13)

Если внутреннее сопротивление R_г источника входного сигнала небольшое (источник напряжения), то время задержки t₃ пренебрежимо мало. Снижение порогового напряжения также уменьшается время задержки.

После того как сформировалось проводящее состояние канала, рабочая точка скачком переходит в положение А₁ , поскольку выходное напряжение U_СИ не может мгновенно уменьшится из-за влияния выходной емкости С_СИ, для разряда которой требуется определенное время. По мере разряда емкости С_СИ через открытый канал током I_Р рабочая точка за некоторое время t₁ перемещается в положение А₂ . Разряд осуществляется током постоянной величины (влиянием высокоомного резистора R_С пренебрегаем)

. (3.14)

На завершающем этапе процесса включения рабочая точка перемещается за времяt₃ в положение В, на выходе устанавливается напряжение .. (3.19)

Процесс выключения транзистора. При уменьшении входного напряжения ниже порогового значения рабочая точка переходит из положения В в положение В₁ . Время перехода зависит от входной емкости транзистора и внутреннего сопротивления источника сигнала R_г. В реальных условиях оно пренебрежимо мало.

Далее происходит заряд выходной емкости С_СИ через резистор R_С от источника ε_СИ. Время заряда определяет время выключения транзистора . Это время больше времени включения , поскольку сопротивление резистора R_С обычно велико. Временные диаграммы входного и выходного напряжений на транзисторе с изолированным затвором показаны на рис. 22.

Ключевые МДП-транзисторы. Для работы в ключевом режиме необходимы транзисторы, удовлетворяющие специфической системе требований, отличающихся от тех, которые характерны для транзисторов, работающих в усилительном режиме.

Рис. 22 Временные диаграммы входного и выходного напряжений ключа на транзисторе с изолированным затвором.

Продолж 30

состоянии входов J =1, K =1, JK –триггер работает в переключающем режиме, т.е. с приходом каждого тактового импульса при данном состоянии входов меняет состояние триггера на противоположное.

Т-триггер представляет собой JK триггер , работающий в переключающем режиме

Двухтактные JK –триггеры или триггеры типа MS

Главная особенность триггера состоит в том, что переключение происходит по спаду тактового импульса. Благодаря чему появляется возможность создавать более сложные схемы, счетчики и регистры.

Логическая структура :

С приходом тактового импульса по его фронту первый триггер переключается в состояние, сформированное соответствующим состоянием входов. В момент действия тактового импульса на входе С второго триггера сохраняется состояние 0. По спаду тактового импульса на входе C второго триггера появляется логическая 1 и информация, записанная на первом такте в первый триггер, переписывается на выход второго триггера, т.е. двухтактный триггер обеспечивает развязку между выходом и входом на время действия

2. Туннельные диоды. Диоды шотки, принцип действия применение.

Туннельный диод – это полупроводниковый диод на основе вырожденного полупроводника, в котором туннельный эффект приводит к появлению на вольт - амперной характеристике при прямом напряжении участка отрицательного дифференциального сопротивления.

Туннельный диод изготовляется из германия или арсенида галлия с очень большой концентрацией примесей, т.е. с очень малым удельным сопротивлением. Такие полупроводники с малым сопротивлением называют вырожденными. Это позволяет получить очень узкий р-n- переход. В таких переходах возникают условия для относительно свободного туннельного прохождения электронов через потенциальный барьер (туннельный эффект). Туннельный эффект приводит к появлению на прямой ветви ВАХ диода участка с отрицательным дифференциальным сопротивлением. Туннельный эффект состоит в том, что при достаточно малой высоте потенциального барьера возможно проникновение электронов через барьер без изменения их энергии.

Основные параметры туннельных диодов:

пиковый ток Iп – прямой ток в точке максимума ВАХ;

ток впадины Iв − прямой ток в точке минимума ВАХ;

отношение токов туннельного диода Iп/Iв;

напряжение пика Uп – прямое напряжение, соответствующее пиковому току;

напряжение впадины Uв − прямое напряжение, соответствующее току впадины;

напряжение раствора Uрр.

Туннельные диоды используются для генерации и усиления электромагнитных колебаний, а также в быстродействующих переключающих и импульсных схемах.

Рисунок 3.7 – Вольт-амперная характеристика туннельного диода

Диодами Шоттки называются диоды, выпрямляющие свойства которых обусловлены образованием электрического перехода в n-полупроводнике контактирующем с металлом, работа выхода которого превышает работу выхода полупроводника (рис. 11.4а). Поскольку А_m>А_n, то при образовании контакта в металл будет переходить вначале больше электронов, чем их переходит из металла в полупроводник. Приконтактный слой полупроводника обедняется электронами, в нем образуется положительный пространственный заряд и края зон смещаются, как в любом другом электрическом переходе. (верхняя палочка в друг сторону)

Так как концентрация электронов в металле на несколько порядков выше концентрации электронов в полупроводнике, то переход будет лежать целиком в n-полупроводнике. Проникновение поля в металл будет ничтожно малым

Рис. 11.3. Энергетическая диаграмма металла и полупроводника (а) и энергетическая диаграмма барьера Шоттки (б). W₀- энергия покоящегося электрона в вакууме

диод Шоттки обладает целым рядом достоинств, по сравнению с обычными диодами. Важнейшим из этих достоинств является исключительно малая инерционность. Диоды Шоттки могут работать на частотах в несколько десятков гигагерц. Связано это с тем, что в диодах Шоттки, как видно из приведенных энергетических диаграмм, роль "базы", в которую происходит инжекция электронов при прямом включении, выполняет металл, где эти "горячие" электроны практически мгновенно (за 10^-13…10^-12 сек) рассеивают избыточную энергию и становятся термодинамически равновесными электронами. Никакого накопления заряда в "базе" не происходит. Диффузионная емкость равна нулю. Таким же естественным образом решается проблема сопротивления базы, так как оно определяется сопротивлением металла. Что касается барьерной емкости, то она также может быть сделана достаточно малой, как путем уменьшения площади перехода, так и путем увеличения его ширины при использовании структуры металл-n-n⁺полупроводник.

Кроме указанного, диоды Шотки отличаются от диодов с p-n переходом меньшим прямым падением напряжения из-за меньшей высоты потенциального барьера для основных носителей и большей допустимой плотностью тока, что связано с хорошим теплоотводом. Эти преимущества делают предпочтительным использование диодов Шотки при изготовлении мощных высокочастотных выпрямительных диодов.

Следует также отметить, что прямая ветвь вольтамперной характеристики диода Шотки из-за меньшего сопротивления прохождению тока ближе к идеальной.

Технология изготовления диодов Шоттки довольно сложна из-за трудностей устранения различного рода поверхностных дефектов полупроводника.

6 . Схемы включения и режимы работы БТ. Статические характеристики БТ в схеме ОБ и ОЭ.

Биполярный транзистор, вляющийся трехполюсным прибором, можно использовать в трех схемах включения: с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). На рис. 5.3 пока­заны эти схемы включения для р-n-р-транзистора. Стрелки на условных изображениях БТ указывают (как и на рис. 5.1) направление прямого тока эмиттерного перехода. В обозначениях напряжений вторая буква индекса обозначает общий электрод для двух источни­ков питания.

В общем случае возможно четыре варианта полярностей напряжения переходов, определяющих четыре режима работы транзистора. Они получили названия: нормальный активный режим, инверсный активный режим, режим насыщения (или режим двухсторонней инжекции) и режим отсечки.

В нормальном активном режиме (НАР) на эмиттерном переходе действует прямое напряжение (напряжение эмиттер-база U_ЭБ), а на коллекторном переходе – обратное (напряжение коллектор-база U_КБ).

Этот режим работы (НАР) является основным и определяет назначение и название элементов транзистора. Эмиттерный переход осуществляет инжекцию носителей в узкую базовую область, кото­рая обеспечивает практически без потерь перемещение инжектиро­ванных носителей до коллекторного перехода. Коллекторный пере­ход не создает потенциального барьера для подошедших носите­лей, ставших неосновными носителями заряда в базовой области, и поэтому переводит эти носители в коллекторную область. «Собира­тельная» способность этого перехода и обусловила название «коллектор». Коллектор и эмиттер могут поменяться ролями, если на коллекторный переход подать прямое напряжение U_КБ, а на эмиттерный – обратное U_ЭБ. Такой режим работы называется инверсным активным режимом (ИАР) В этом случае транзистор «работает» в обратном направлении: из коллектора идет инжекция дырок, кото­рые проходят через базу и собираются эмиттерным переходом.

Режим работы, когда напряжения на эмиттерном и коллектор­ном переходах являются прямыми одновременно, называют режи­мом двухсторонней инжекции (РДИ) или менее удачно режимом насыщения (РН). В этом случае и эмит­тер, и коллектор инжектируют носители заряда в базу навстречу друг другу, и одновременно каждый из переходов собирает носители, приходящие к нему от другого перехода.

Наконец, режим, когда на обоих переходах одновременно действуют обратные напряжения, называют ре­жимом отсечки (РО), так как в этом случае через переходы протекают ма­лые токи.

Наглядно связь режимов БТ с включением переходов показа­на на рис. 5.4.

Семейство выходных характеристик схемы с ОБ представ­ляет собой зависимости I_К = f(U_КБ) при заданных значениях параметра I_Э (рис. 5.13,6).

Выходная характеристика р-n-р-транзистора при I_Э = 0 и обрат­ном напряжении (U_КБ <0) подобна обратной ветви р-n-перехода (ди­ода).

При I_Э > 0 основная часть инжектированных в базу носителей (дырок в р-n-р-транзисторе) доходит до границы коллекторного перехода и создает коллекторный ток при U_КБ = 0 в результате ус­коряющего действия контактной разности потенциалов. Ток мож­но уменьшить до нуля путем подачи на коллекторный переход прямого напряжения определенной величины. Этот случай соот­ветствует режиму насыщения, когда существуют встречные пото­ки инжектированных дырок из эмиттера в базу и из коллектора в базу. Результирующий ток станет равен нулю, когда оба тока оди­наковы по величине (например, точка А' на рис. 5.13,б). Чем боль­ше заданный ток I_Э, тем большее прямое напряжение U_КБ требу­ется для получения I_К = 0.

Семейство входных характеристик схемы с ОЭ

представля­ет собой зависимости I_Б=f(U_БЭ), причем параметром является на­пряжение U_КЭ (рис. 5.14,а). Для р-n-р-транзистора отрицательное напряжение U_БЭ (U_БЭ < 0) означает прямое включение эмиттерного перехода так как U_ЭБ = – U_БЭ > 0. Если при этом U_КЭ = 0 (потенциалы коллектора и эмиттера одинаковы), то и коллекторный переход бу­дет включен в прямом направлении: U_КБ = U_КЭ + U_ЭБ = U_ЭБ > 0. Поэто­му входная характеристика при U_КЭ = 0 будет соответствовать ре­жиму насыщения (РН), а ток базы равным сумме базовых токов из-за одновременной инжекции дырок из эмиттера и коллектора. Этот ток, естественно, увеличивается с ростом прямого напряже­ния U_ЭБ. так как оно приводит к усилению инжекции в обоих перехо­дах (U_КБ = U_ЭБ) и соответствующему возрастанию потерь на реком­бинацию, определяющих базовый ток.

Вторая характеристика на рис. 5.14,б относится к нормальному активному режиму, для получения которого напряжение U_КЭ долж­но быть в р-n-р-транзисторе отрицательным и по модулю превы­шать напряжение U_ЭБ (см. § 5.1.1). В этом случае U_КБ = U_КЭ + U_ЭБ = U_КЭ – U_БЭ < 0. Формально ход входной характеристики в НАР можно объяснить с помощью выражения (5.14) или (5.17); I_Б = (1 – α)I_Э – I_КБО. При малом напряжении U_БЭ инжекция носителей практически от­сутствует (I_Э = 0) и ток I_Б = – I_КБО, т.е. отрицателен. Увеличение пря­мого напряжения на эмиттерном переходе U_ЭБ = – U_БЭ вызывает рост I_Э и величины (1 – α)I_Э. Когда (1 – α)I_Э = I_КБО. Ток I_Б = 0.

При дальнейшем росте U_БЭ (1 – α)I_Э > I_КБО и I_Б меняет направление и становится положительным (I_Б > 0) и сильно зависящим от напря­жения перехода.

Влияние U_КЭ на I_Б в НАР можно объяснить тем, что рост | U_КЭ | означает рост | U_КБ | и, следовательно, уменьшение ширины базо­вой области (эффект Эрли). Последнее будет сопровождаться снижением потерь на рекомбинацию, т.е. уменьшением тока базы (смещение характеристики вниз).

10.МДП-транзисторы со встроенным каналом. Принцип работы. Схемы включения. Режимы работы. Статические характеристики, основные параметры , применение.

На рис.6.3,а приведена структура МОП-транзистора со встроен­ными каналами n-типа и схема включения с общим истоком. Исток и сток такого транзистора образованы сильно легированными n⁺ областями в относительно высокоомной подложке - кристалле p-типа. Между стоком и истоком технологическими приемами создает­ся тонкий канал n-типа с большим сопротивлением из-за малой толщины канала. Такой транзистор называют МОП-транзистором со встроенным каналом. Канал между стоком и истоком покрыт плен­кой диэлектрика – двуокиси кремния. На пленку диэлектрика на­носится металлическая пленка М, являющаяся затвором. Длина кана­ла составляет единицы мкм. Условное обозначение такого тран­зистора и схема его включения ОИ показаны на рис.6.3,б. При силь­ном упрощении принцип действия такого транзистора можно объяс­нить так:

1. При отрицательном напряжении на затворе Uз (относитель­но истока) электроны "отталкиваются" электрическим полем от по­верхности (т.е. из канала) в глубь подложки, а дырки подходят из подложки к поверхности. Проводимость канала уменьшается.

а б

Рис. 6.3

Такой режим называют режимом обеднения (как в унитроне).

При некоторой величине отрицательного напряжения на затво­ре, называемом напряжением отсечки U_отс, n-канал исчезает сов­сем. Остаются только сток и исток n⁺-типа и окружающая их под­ложка р-типа, с которой сток и исток образуют два встречно включенных р-п перехода. Ток стока при этом не протекает. Таким образом, МОП-транзистор со встроенным каналом в режиме обеднения подобен унитрону, только ток затвора в нем во много раз меньше.

2. При положительном напряжении на затворе электроны "вы­тягиваются" полем из подложки (в подложке электроны - неоснов­ные носители) к поверхности, т.е. в канал. Электроны в канал поступают и из полуметаллических n⁺-слоев истока и стока. Дырки же "отталкиваются" полем в глубь подложки. Проводимость канала при этом увеличивается. Такой режим называют режимом обогащения (в унитроне он невозможен). На рис.6.4,а приведены статические выходные (стоковые) характеристики МОП-транзистора со встроенным каналом n-типа. Они аналогичны характеристикам унитрона с той лишь разницей, что МОП-транзистор со встроенным каналом может работать как в режиме обеднения, так и в режиме обогащения. На рис.6.4,б показаны затворно-стоковые характерис­тики (характеристики прямой передачи), отличающиеся от аналогичных ха­рактеристик унитрона использованием положительных (U_ЗИ > 0) и отрицательных (U_ЗИ < 0) напряжений на затворе, соответствую­щих режимам обогащения и обеднения соответственно.

Полевые транзисторы характеризуются следующими основными параметрами:

1) по постоянному току:

• напряжением отсечки U_отс

• максимальным током стока I_{c max}

• максимальным напряжением стока U_{cи max}

2) по переменному току (малосигнальные параметры):

• крутизной

• выходным сопротивлением

• входным сопротивлением R_ВХ;

• межэлектродными емкостями C_ЗИ, С_ЗС, С_СИ ;

граничной частотой f_s по крутизне

14. Усилительный каскад с общим коллектором и с общим истоком. Принципиальные схемы. Принцип работы применение.

Принципиальная схема эмиттерного повторителя показана на рис. 10.9,д, его малосигнальная эквивалентная схема – на рис. 10.9,6.

В схеме коллектор через малое внутреннее сопротивление источни­ка питания соединен с общей шиной каскада, т.е. вывод от коллек­торного электрода является общей точкой входной и выходной це­пей и схему можно считать схемой включения с общим коллектором. Отметим, что в рассматриваемом каскаде шина будет общей лишь по переменному сигналу, для которого сопротивление источника пи­тания очень мало и, как правило, определяется его большой выход­ной емкостью.

Анализируя эквивалентную схему каскада, можно получить фор­мулу для коэффициента передачи малого сигнала в нагрузку, кото­рой в этой схеме является резистор в эмиттерной цепи:

где . Поэтому

(10.16)

Если, например, R_r= 0, R_Э =5 кОм, r_Э = 250м, r_Б = 150 Ом, = 100, то К_U ≈ 0,995. При R_r = 2 кОм К_U уменьшается до 0,991. Если парал­лельно R_Э присоединена внешняя нагрузка R_Н, то в формулу (10.16) вместо R_Э следует подставить R_Э || R_Н.

Из (10.16) следует, что К_U > 0, т.е. повторитель не меняет поляр­ность сигнала или в случае синусоидального сигнала не меняет его фазы (конечно, при достаточно низких частотах, так как в эквива­лентной схеме не учтены емкости). Несмотря на то что коэффициент усиления К_U близок к единице, повторитель относится к классу усилителей: он усиливает ток, так как , а >> 1.

Входное сопротивление повторителя можно найти, как и в слу­чае простейшего усилителя. Оно оказывается равным . Если пренебречь сопротивлениями r_Э и r_Б, то

(10.17)

Заметим, что при наличии внешней нагрузки, подключенной парал­лельно R_Э, (как и К_U) уменьшается.

На рис. 5.9 приведена схема усилителя, выполненного по схеме с ОИ и одним источником питания.

Рисунок 5.9

Режим работы полевого транзистора в режиме покоя обеспечивается постоянным током стока Iсп и соответствующим ему напряжением сток-исток Uсип. Этот режим обеспечивается напряжением смещения на затворе полевого транзистора Uзип. Это напряжение возникает на резисторе Rи при прохождении тока Iсп (URи = Iсп Rи) и прикладывается к затвору благодаря гальванической связи через резистор R3. Резистор Rи, кроме обеспечения напряжения смещения затвора, используется также для температурной стабилизации режима работы усилителя по постоянному току, стабилизируя Iсп. Чтобы на резисторе Rи не выделялась переменная составляющая напряжения, его шунтируют конденсатором Си и таким образом обеспечивают неизменность коэффициента усиления каскада. Сопротивление конденсатора Си на наименьшей частоте сигнала должно быть намного большим сопротивления резистора Rи, которое определяют по выражению:

(5.1)

где Uзип, Iсп – напряжение затвор-исток и ток стока при отсутствии входного сигнала.

Емкость конденсатора выбирается из условия:

(5.2)

где fmin – наинизшая частота входного сигнала.

Конденсатор Ср называется разделительным. Он используется для развязки усилителя по постоянному току от источника входного сигнала.

Емкость конденсатора:

(5.3)

Резистор Rс выполняет функцию создания изменяющегося напряжения в выходной цепи за счет протекания в ней тока, управляемого напряжением между затвором и истоком.

При подаче на вход усилительного каскада переменного напряжения uвх напряжение между затвором и истоком будет изменяться во времени Uзи(t) = uвх; ток стока также будет изменяться во времени, т.е. появится переменная составляющая Ic(t) = ic. Изменение это тока приводит к изменению напряжения между стоком и истоком; его переменная составляющая uс равная по величине и противоположная по фазе падению напряжения на резисторе Rс, является входным напряжением усилительного каскада Uси(t) = uc = uвых = −Rcic.

В усилителе на полевом транзисторе, схема которого приведена на рис. 5.9, ток стока Ic и напряжение Uси связаны уравнением:

(5.5)

В соответствии с этим уравнением можно построить линию нагрузки (нагрузочную характеристику):

(5.6)

Для ее построения на семействе статических выходных (стоковых) характеристик полевого транзистора достаточно определить две точки:

1-я точка: полагает Ic = 0, тогда Uси = Ес;

2-я точка: полагает Uси = 0, тогда Ic = Ес/(Rc+Rи).

Графическим решением уравнения для выходной цепи рассматриваемого каскада являются точки пересечения линии нагрузки со стоковыми характеристиками.

Рисунок 5.11 – Графический расчет режима покоя каскада на полевом транзисторе при помощи выходных и входной характеристик

Значение тока стока Iс и напряжения Uси зависят также от напряжения затвора Uзи. Три параметра Iсп, Uсип и Uзип определяют исходный режим, или режим покоя усилителя. На выходных характеристиках этот режим отображается точкой По, лежащей на пересечении выходной нагрузочной характеристики с выходной статической характеристикой, снятой при заданном значении напряжения затвора.

Резистор R3 предназначен для подачи напряжения Uзип с резистора Rи между затвором и истоком транзистора. Сопротивление R3 принимают равным 1…2 МОм.

Сопротивление резистора Rи для обеспечения режима покоя, харак-теризуемого значениями Iс = Iсп и Uзи = Uзип (точка По, рис. 5.11), рассчитывают по формуле:

19. инвертирующий сумматор и сумматор неинвертирующий.

Инвертирующий сумматор формирует алгебраическую сумму двух напряжений и меняет знак на обратный.

Схема алгебраического сумматора на два входа:

Рис. 2.1

Если R_вх ОУ достаточно велико и ток смещения пренебрежительно мал по сравнению с током обратной связи (ОС), то по закону Кирхгофа :

I₁+ I₂= I_ос

Если коэффициент усиления без ОС также достаточно велик, так что U_д= 0, то

; ; ; R₁= R₂= R_ос= R,

тогда

, U₁+ U₂= - U_вых или U_вых= -( U₁+ U₂).

Для n- входов

U_вых = - ( U₁+ U₂+ ... + U_n) ,

где n- число входов.

Суммирующие схемы могут работать как при постоянных, так и при переменных напряжениях.

Неинвертирующий сумматор.Схема на два входа:Рис. 2.4

В данной схеме U_вых= U₁+ U₂, если

; ; и R_ос' = R₁' = R₂',

Можно также осуществить суммирование с весами, при этом обязательно соблюдение условия

,

где n - число входов. ВыводыТаким образом :

Инвертирующий сумматор суммирует входные напряжения и инвертиpyeт результат.

Неинвертирующий сумматор - это вариант схемы сложения-вычитания, в котором использованы только неинвертирующие входы.

Суммирующие схемы можно использовать при решении алгебраических уравнений и для построения пропорциональных регуляторов.

24. Базовый логический элемент ТТЛ. Характеристики, принцип работы, основные параметры. Таблица истинности.

Основа - многоэлементный транзистор (аналогично диодной сборке в ДТЛ).

Рис. 4. Базовый элемент ТТЛ

Когда на всех входах Uвх = U¹вх, все эмиттерные переходы закрыты и транзистор VT1 включен инверсно. Его ток Iк проходит через базу VT2 и открывает его; Uвых становится равным U⁰_вых. Если хотя бы один эмиттер открыт (Uвх = U⁰_вх), ток через R1 идет в эмиттер. VT2 закрывается и Uвых = U¹вых . Выполняется логическая функция И-НЕ.

Для снижения входных токов уменьшают коэффициент усиления тока VT1 в инверсном режиме включения b1 до 0,005 ... 0,05, удаляя контакт базы от эмиттерных областей (в структуре транзистора).

Достоинства ТТЛ:

- занимают мало места;

- высокое быстродействие.

Основные параметры..

Динамические параметры.

Рис. 2.8. Входной (а) и выходной (б) сиг­налы

инвертирующего ЛЭ

Основными динамическими параметра­ми ЛЭ являются задержка распространения сигнала t_{ЗД Р} при переключении и длительность положительного (нарастающего) и отрицательного (спадающего) фронтов t_Ф выходных сигналов.

Задержка распространения сигнала при переходе выходного напряжения от «1» к «0» (при положительной логике* это соответствует отрицательному фронту, при отрицательной — положительному фронту выходного сигнала) определяется как ин­тервал времени между фронтами входного и выходного сигналов ЛЭ, измеренного по заданному уровню.

(*Для положительной логики более положительное значение напряжения (высо­кий уровень) соответствует лог. 1, а менее положительное значение напряжения (низ­кий уровень) — лог. 0.

Для отрицательной логики менее положительное значение напряжения (низкий уровень) соответствует лог. 1. а более положительное значение напряжения (вы­сокий уровень) — лог. 0.)

Задержка распространения сигнала при переходе выходного напряжения от «0» к «1» (при положительной логике это соответствует положительному фронту, при отрицательной логике — отрицательному фронту выходного сигнала) опреде­ляется как интервал времени между фронтами входного и выходного сигнала ЛЭ, измеренного по заданному уровню. Задержки распространения (, ) измеряются, как правило, по уровню 0,5 (+).

При расчете временной задержки сигнала последовательно включенных ЛЭ используется средняя задержка распространения сигнала ЛЭ:

Длительность фронта выходного сигна­ла при переходе напряжения из «1» в «0» () для положительной логики соответ­ствует отрицательному фронту, для отри­цательной логики — положительному фронту.

Длительность фронта выходного сигнала при переходе напряжения из 0 в 1 () для положительной логики соответствует положительному фронту, для отрицательной логики — отрицательному фронту. Иногда в технической документации на ИС , — обозначаются соответственно , . Длительности положительных и отрицательных фронтов измеряют по уровням 0,1 и 0,9 (см. рис. 2.8).

Статические параметры определяют ус­ловия формирования и значения напря­жений высокого и низкого уровней на вы­ходе ЛЭ, его нагрузочную способность, потребляемую мощность при заданных напряжении питания, нагрузке и темпе­ратуре окружающей среды.

К статическим параметрам ЛЭ относят­ся:

выходные и входные напряжения лог.0 и 1 (,,,);

входные и выходные пороговые напряжения лог. 0 и 1 (, ,,);

входные и выходные токи лог. 0 и 1(,,, );

токи потребления в состоянии лог. 0 и 1 (,);

потребляемая мощность (P_пот).

Характеристики. На входной характеристике ЛЭ ТТЛ (см. рис. 2.4) можно выделить следующие зоны: I, IX — зоны недопустимых входных напряжений; II.VIII— зоны предельно допустимых входных напряжений, оговоренных в технических условиях; III, VII — зоны, определяющие рабочий режим ЛЭ; наиболее характерный режим при напряжении низкого уровня («0») — точка А, при напряжении верхнего уровня — точка В; IV, VI — зоны допустимых статических помех; V — зона переключения

Рабочие зоны выходных характеристик по верхнему и по нижнему уровням напряжения ЛЭ ТТЛ (рис. 2.6), как и ЛЭ ЭСЛ, ограничены выходными пороговыми напряжениями и допустимыми уровнями напряжений. Статическому состоянию выходного верхнего уровня при малой нагрузке соответствует точка В. Точка А, находящаяся на пересечении выходной характеристики нижнего уровня управляющего ЛЭ с входной характеристикой управляемого ЛЭ, определяет статическое состояние нижнего уровня.

Входные и выходные характеристики ЛЭ ТТЛ могут использоваться для оцен­ки уровня помех, возникающих в линиях связи при переключении ЛЭ. В частности, для оценки отражений в длинных линиях связи используют также нагрузочную ха­рактеристику линии связи.

30. Триггеры, счетчики. Типы триггеров и счетчиков. Принцип работы, применение.

Асинхронный RS триггер

Триггер – это схема, имеющая два устойчивых состояния, в которых она может находиться сколь угодно долго до прихода управляющего воздействия,т.е. триггер можно использовать как элементарную ячейку памяти. Set –Устанавл. Reset- сброс

R и S – без инверсииЕдиничный импульс на выходе S при нулевом состоянии R устанавливается или подтверждает 1 на выходе Q.

1. Единичный импульс R при нулевом состоянии входа S устанавливает или подтверждает на выходе Q ноль.

2. Нулевое состояние на обоих входах не изменяет состояние триггера (режим хранения информации)

3. Единичное состояние обоих входов в RS-триггере запрещено

Асинхронным такой триггер называется потому, что состояние триггера изменяется непосредственно при появлении соответствующего сигнала на информационных входах.

. Синхронный RS-триггер

В большинстве цифровых схем необходимо переключение всех её составляющих в определённый момент времени. Для этого в каждой микросхеме существует генератор тактовых импульсов, которые и осуществляют переключение. При этом добавляется третий синхронизирующий вход. Состояние синхронного RS триггера изменяется при входных комбинациях R и S аналогично асинхронному RS-триггеру, однако необходимое условие для переключения является только в момент прихода тактового импульса.

D-триггер

Он может быть получен из синхронного RS-триггера Приход тактового импульса при наличии 1 на входе D переключает триггер в состояние 1.

Приход тактового импульса при нуле на входе D переключает триггер в состояние 0.

В связи с такой особенностью, его называют триггером задержки, т.е. он переписывает состояние на входе D на выход с задержкой до прихода тактового импульса

Однотактный JK –триггер

Он является наиболее универсальным.Входа J и K соответствуют S и R RS-триггера.

Отличие JK от RS состоит в том, что в JK –триггере нет запрещенного состояния входов. При состоянии на входах J =1, K =0

приход тактового импульса переключает JK триггер в состояние 1. При состоянии на входах J =0, K =1 приход тактового импульса переключает JK триггер в состояние 0. Состояние на входах J =0, K =0 соответствует режиму хранения информации и приход тактового импульса при этом состоянии входов не изменяет состояния на выходе триггера. При

3. Диоды оптоэлектроники. Светодиоды, фотодиоды. Принцип действия. Применение.

Полупроводниковый фотодиод – это полупроводниковый диод, обратный ток которого зависит от освещенности.

При поглощении квантов света в p-n переходе или в прилегающих к нему областях образуются новые носители заряда. Неосновные носители заряда, возникшие в областях, прилегающих к p-n переходу на расстоянии, не превышающей диффузионной длины, диффундируют в p-n переход и проходят через него под действием электрического поля. То есть обратный ток при освещении возрастает. Поглощение квантов непосредственно в p-n переходе приводит к аналогичным результатам. Величина, на которую возрастает обратный ток, называется фототоком.

Структурная схема фотодиода. 1 — кристалл полупроводника; 2 — контакты; 3 — выводы; Φ — поток электромагнитного излучения; Е — источник постоянного тока; R_H — нагрузка.

Фотодиод может работать в двух режимах: фотогальванический — без внешнего напряжения. фотодиодный — с внешним обратным напряжением

Полупроводниковым фотодиодом называют полупроводни­ковый диод, обратный ток которого зависит от освещенности (светового потока). Фотодиоды изготовляются на основе элект­ронно-дырочных переходов, контактов металл-полупроводник и гетеропереходов.

Рассмотрим процессы в конкретной структуре фотодиода (рис. 14.23,а). Пусть р-область через прозрачное защитное окно и тонкий n-слой освещается потоком фотонов, энергия которых боль­ше ширины запрещенной зоны полупроводника. Тогда в n-области будут образовываться пары носителей электрон-дырка. Появив­шиеся неравновесные электроны являются основными носителями для n-области. Поэтому относительное увеличение концентрации электронов из-за освещения будет очень малым, и им в первом приближении можно пренебречь. Незначительная доля неравно­весных электронов может преодолеть имеющийся для них в n-р-переходе потенциальный барьер, создаваемый контактной разно­стью потенциалов и обратным напряжением от источника питания. Вследствие малости исходной концентрации неосновных носите­лей в n-области относительное увеличение концентрации дырок (из-за неравновесных дырок, появившихся за счет освещения) бу­дет значительным. Если пара носителей электрон-дырка возника­ет на таком расстоянии от границы р-n-перехода, что время пролета (диффузии) дырок до этой границы меньше времени ее жизни в n-полупроводнике (или, другими словами, путь меньше диффузион­ной длины дырок), то дырка, являясь неосновным носителем, будет захвачена ускоряющим электрическим полем перехода. Переход дырки в р-область означает увеличение обратного тока перехода. Добавка к обратному току, связанная с освещением, называется фототоком . Полная величина обратного тока = + , где – темновой ток (при нулевом световом потоке Ф = 0), т.е. это обратный ток обычного диода.

Фототок обычно представляют выражением =Ф, а коэф­фициент пропорциональности называют интегральной токовой чувствительностью фо­тодиода. Темновой ток фото­диода (Ф = 0) представляется уравнением

, U<0,

а семейство вольт-амперных характеристик при Ф0

.

Это семейство характеристик изображено в III квадранте на рис. 14.24. На рис. 14.23,б показана схема включения фотодиода с резистором . Изменение напряже­ния на резисторе и есть полезный эффект, связанный с освеще­нием. Если = 0 (режим короткого замыкания), то в цепи течет так называемый фототек короткого замыкания , соответствующий на рис. 14.24 значению при U= 0.

Фотодиоды находят применение как приемники оптического излучения. Из большого числа используемых параметров отметим следу­ющие: темновое сопротивление – сопротивление прибора в отсутствие падающего на него излучения; – темновой ток, про­ходящий через прибор при указанном напряжении в отсутствие потока излучения; токовая чувствительность (А/лм или А/Вт) определяет значение фототока, создаваемого единичным пото­ком излучения

Светоцзлучающие диоды (СИД) преобразуют электрическую энергию в свето­вое излучение за счет рекомбинации электронов и дырок. В обычных диодах рекомбинация (объединение) электронов и дырок происходит с выделением тепла, т. е. без светового излучения. Такая рекомбинация вызывается фононной. В СИД преобладает рекомбинация с излучением света, которая называется фотонной. Обычно такое излучение бывает резонансным и лежит в узкой полосе частот Для изменения длины волны излучения можно менять материал, из которого изготовлен светодиод, или изменять ток. На рис. 3.15 а показано схематическое изображение светодиода, а на рис. 3.15 б приведены спектральные характеристи­ки излучения.

Рис. 315. Условное схематическое изображение светодиода (а) и спектральные характеристики излучения (б)

Основные параметры: сила света, спектральный диапазон или свет свечения, рабочий и максимальный ток, прямое постоянное напряжение, рассеиваемая мощность.

Для изготовления светодиодов наиболее часто используют фосфид галлия или арсенид галлия. Для диодов видимого излучения часто используют фосфид-арсе-нид галлия. Из отдельных светодиодов собирают блоки и матрицы, которые по­зволяют высвечивать изображения букв и цифр.

Инжекциотши лазер — это диод с монохроматическим излучением. Когерен­тное монохроматическое излучение обеспечивается стимулированной фотонной рекомбинацией, которая возникает при инжекции носителей заряда при опреде­ленном токе. Минимальный ток, при котором преобладает стимулированная фотонная рекомбинация, называется пороговым. При увеличении тока выше по­рогового значения происходит ухудшение монохроматического излучения.

7. Дифференциальные параметры БТ. Их определение по статическим характеристикам БТ.

Статические характеристики и их семейства наглядно связывают постоянные то­ки электродов с постоянными напряжениями на них: Однако часто возникает задача установить количественные связи между небольшими изменениями (дифференциа­лами) этих величин от их исходных значений. Эти связи характеризуют коэффициен­тами пропорциональности – дифференциальными параметрами

Для схемы с общей базой

dU_ЭБ = h_11БdI_Э + h_12БdU_КБ (5.52)

dI_К = h_21БdI_Э + h_22БdU_КБ

Эти уравнения устанавливают и способ нахождения по статическим характеристикам, и метод измерения h-параметров. Полагая dU_КБ = 0, т.е. U_КБ = const, можно найти h_11Б и h_21Б, а считая dI_Э = 0, т.е. I_Э = const, определить h_12Б и h_22Б.

Аналогично для схемы с общим эмиттером можно переписать (5.51) в виде

dU_БЭ = h_11ЭdI_Б + h_12ЭdU_КЭ (5.53)

dI_К = h_21ЭdI_Б + h_22ЭdU_КЭ

ОБ

Наклон выходных характеристик, вызванный эффектом Эрли, учитывается дифференциальным параметрам – выходной проводимостью

(5.43)

Связь приращений коллекторного ∆I_К и эмиттерного ∆I_Э токов характеризуется дифференциальным коэффициентом передачи тока эмиттера h_21Б, который обычно мало отличается от интегрального коэффициента α:

ОЭ

Как и в схеме с ОБ, для входных характеристик используются дифференциальные параметры: входное сопротивление

(5.45)

коэффициент обратной передачи

(5.46)

На практике широко используются (например, для определения внутренних параметров по справочным данным) следующие взаимоза­висимости внутренних параметров и h-параметров /2/:

11. Простейший усилительный каскад на БТ. Графо –аналитический расчет параметров усилителя при помощи выходных и входных характеристик.

Упрощенная схема усилительного каскада на ВТ, включенного по схеме с об­щим эмиттером, показана на рис. 5.18. В этом каскаде используется один источ­ник питания E_К, а для задания постоянного напряжения U_ВХ применен делитель R₁, R₂. Резисторы R₁, R₂ выбирают такими, чтобы ток I = E_К/( R₁ + R₂) был много больше входного тока базы при отсутст­вии сигнала (I>>I_Б). Это позволяет иск­лючить влияние возможного изменения режима работы БТ на напряжение U_БЭ. Если задан ток I_Б, то U_БЭ находится по входной характеристика БТ. Теперь воз­никает вопрос, как определить соответст­вующую точку в семействе выходных ха­рактеристик, т.е. найти постоянное на­пряжение U_КЭ и постоянный ток I_К яри на­личии резистора R_К, и отсутствии сигнала (режим покоя, точка покоя)? По закону Кирхгофа

U_КЭ = E_К – I_К R_К (5.57)

Но ток I_К и U_КЭ должны соответствовать той статической характеристике, на которой отмечено в качестве параметра заданное значение I_Б:

I_К = f(U_КЭ), I_Б = const (5.58)

Из (5.57)

I_К = (E_К – U_КЭ)/ R_К (5.59)

Связь I_К и U_КЭ изображается прямой линией, называемой нагрузочной прямой, которая отсекает в системе координат I_К, U_КЭ отрезки на оси токов при U_КЭ = 0 I^*_К = E_К/R_К, а на оси напряжений при I_К = 0 U^*_КЭ = E_К,. Величины I^*_К и E_К, отмечены точками А и В нагрузочной прямой на рис. 5.19. Чем больше нагрузочное сопротивление R_К, тем меньше I^*_К и меньше наклон нагрузочной прямой: при R_К → 0 она вертикальна, при R_К → ∞ приближается к оси абсцисс.

Нагрузочная прямая пересекает статические характеристики. Точки пере­сечения и определяют значения I_К и U_КЭ, которые соответствуют различным величинам тока базы I_Б (параметра этих характеристик). Точка С пересечения прямой с характеристикой, соответствующей заданному значению I_Б называ­ют точкой покоя.

Пусть на входе имеется низкочастотное синусоидальное напряжение сигнала с амплитудой U_{ВХ m}. Тогда напряжение между базой (входом) и общей точкой

U_ВХ (t)= U_БЭ + U_{ВХ m} sinωt (5.60)

Так как входные характеристики БТ в нормальном активном режиме слабо зависят от напряжения U_КЭ, то можно считать, что рабочая точка, определяющая ток в любой момент времени, перемещается по одной входной характеристике вверх и вниз в определенных пределах. При этом периодическое изменение базового тока приближенно можно представить выражением

I_Б (t)= I_Б + I_{Б m} sinωt (5.61)

где I_Бт – амплитуда переменной составляющей базового тока. При таком законе изменения базового тока соответствующая рабочая точка в семействе выходных характеристик будет перемещаться с частотой ω по нагрузочной прямой между точкой F, соответствующей максимальному значению тока базы U_Бmax= I_Б + I_Бт, и точкой, определяемой минимальным током U_Бmin= I_Б – I_Бт. При этом коллекторный ток изменяется от значения I_{К max} = I_К + I_{К m} до I_{К min} = I_К – I_{К m}, где I_{К m} – амплитуда переменной составляющей коллекторного тока. Предполагается, что изменение I_К также имеет синусоидаль­ный характер. Из-за наличия R_К изменение I_К вызывает синусоидальное изменение U_КЭ от значения U_{КЭ min} = U_КЭ – U_{ВЫХ т} до U_{КЭ max} = U_КЭ + U_{ВЫХ т}, где U_ВЫХт=I_КmR_К – амплитудное значение полезного сигнала на резисторе R_К, характеризующее усилитель­ный эффект биполярного транзистора.

По определению коэффициент усиления каскада по напряжению

K_U = U_ВЫХm/U_ВХm (5.62)

а по току

K_I = I_Кm/I_Бm (5.63)

Мощность выходного синусоидального сигнала

Р_ВЫХ = 0,5U_ВЫХmI_Km = 0,5U²_ВЫХm/R_K (5.64)

Мощность входного сигнала в базовой цепи

Р_ВХ = 0,5U_ВХmI_Бm (5.65)

Можно ввести коэффициент усиления по мощности

K_P = Р_ВЫХ/Р_ВХ = K_UK_I (5.66)

Мощность, потребляемая от источника питания в выходной цепи в состоянии покоя (при отсутствии сигнала)

Р_О = I_KE_K (5.67)

Часть этой мощности рассеивается в резисторе (Р_R0), часть выделяется (рассеивается) на коллекторе БТ (Р_K0):

Р_R0 = I²_K R_K (5.68)

Р_K0 = I_K U_КЭ (5.69)

Так как U_КЭ = E_К – I_К R_К , то

Р_K0 = Р₀ – Р_R0 (5.70)

Однако при наличии сигнала выделяемая на коллекторе мощность Р_K стано­вится меньше Р_K0 на величину полезной мощности сигнала Р_ВЫХ, выделяемой в нагрузке,т.е.

Р_K = Р_K0 – Р_ВЫХ = Р₀ – Р_R0 – Р_ВЫХ (5.71)

Коэффициент полезного действия коллекторной (выходной) цепи определяется как:

η_К = Р_ВЫХ / Р₀ (5.72)

Мы провели наглядное графоаналитическое рассмотрение усилительного каскада, которое стало возможным потому, что был принят большой сигнал на входе, когда все амплитуды токов и напряжений оказались значительными. Если входной сигнал настолько мал, что также малы изменения токов и напряжений, то графические построения теряют смысл (невозможны). Выход состоит в том, что введенные параметры (кроме расходуемых мощностей и КПД) можно рассчи­тать с помощью эквивалентных схем, основанных на использовании дифферен­циальных параметров (см. § 5.5.2).

15. Усилительный каскад с ООС по току нагрузки. Влияние ОС на коэффициенты усиления, входные и выходные сопротивления и режим покоя усилительного каскада.

Принципиальная схема RC-каскада с последовательной отрицательной обратной связью по току.

Обратная связь в данной схеме обеспечивается резистором Rос.

Напряжение ОС Uос пропорционально току, протекающему через нагрузку и

транзистор. Для описания общих свойств данной схемы удобно пользоваться

системой Z-параметров. Если [Z]K – матрица Z-параметров усилительного

каскада без ОС, [Zос]oc β – матрица Z-параметров цепи ОС, то матрица Z-

параметров усилительного каскада, охваченного ОС по току последовательного вида, равна:

Для данной схемы имеем: Z11ос=Z12ос=Z21ос=Z22 ос=Roc .

Для данного усилительного каскада можем записать следующие

выражения: где

Коэффициент усиления каскада с ООС по току последовательного вида

равен:

где βu oc– коэффициент передачи цепи ОС.

коэффициент передачи цепи ОС и соответственно величина сопротивления ОС:

, где F- фактор связи ОС.

Входное сопротивление усилительного каскада с ООС равно:

,

Введение в усилитель последовательной по току или по напряжению отрицательной обратной связи увеличивает его входное сопротивление, а параллельной – уменьшает в (1- β К) раз.

Отрицательная обратная связь по напряжению (параллельная или последовательная) уменьшает исходное (без о.с.) значение выходного сопротивления, а по току–увеличивает в (1- β К) раз.

20. Вычитатель –усилитель и прецизионный аттенюатор на базе ОУСхема сложения-вычитания.

Рис. 2.3

Эта схема представляет собой обобщение схемы усилителя с дифференциальным входом. Общее выражение для выходного напряжения схемы сложения вычитания очень громоздкое, рассмотрим условия необходимые для правильной работы этой схемы.

Эти условия сводятся к тому, чтобы сумма коэффициентов усиления инвертирующей части схемы была равна сумме коэффициентов усиления ее неинвертирующей части. То есть инвертирующий и неинвертирующий коэффициенты усиления должны быть сбалансированы.

Символически это можно oбозначить следующим образом:

где m - число инвертирующих входов, n - число неинвертирующих входов.

Отсюда имеем:

21.Активный RC и полосовой фильтры на основе ОУ.

Широкие возможности активных RC-фильтров связаны с использованием в них активных элементов. Цепи, содержащие только сопротивления и емкости, имеют полюсы передаточной функции на отрицательной действительной полуоси комплексной плоскости p=σ+iω, что ограничивает возможности создания фильтров.

В отличие от пассивных, активные RC-фильтры (ARС-фильтры) могут иметь полюсы

в любой части комплексной плоскости. Однако схемы с полюсами в правой полуплоскости неустойчивы, поэтому в активных фильтрах используются только те

схемы, полюсы передаточной функции которых располагаются в левой полуплоскости или на оси jω.

Одним из широко распространённых видов схем ARC-фильтров являются

фильтры на ОУ с одноконтурной обратной связью. Общая схема реализации такого

фильтра приведена на рис. 1. Она состоит из двух пассивных четырехполюсников А и

В и операционного инвертирующего усилителя ОУ. Четырехполюсник А включен

между входом фильтра и входом операционного усилителя, а четырёхполюсник В

включен в цепи обратной связи между входом и выходом ОУ. При анализе схем

будем считать ОУ идеальным и инвертирующим.

Рис.1. Общая схема реализации фильтра на операционном усилителе с одноконтурной обратной связью.

На рис. 1 не показан второй вход операционного усилителя, в таком случае

автоматически полагается, что второй вход ОУ заземлён. При этом кружком на

рисунке (здесь и далее) обозначается инвертирующий вход операционного усилителя.

Другим способом реализации ARC-фильтров является использование так

называемых конверторов отрицательного полного сопротивления (КОС) и гираторов

– схем включения ОУ. Эти устройства имитируют свойства катушек индуктивности,

хотя в них кроме ОУ используются только конденсаторы и резисторы. Таким образом

мы можем построить безиндуктивные фильтры с идеальными свойствами LC-

фильтра.

Ещё одним способом построения ARC-фильтров является способ

использования ОУ, включённых по схеме повторителя с положительной или

отрицательной обратной связью. На этой основе строиться например фильтры

Саллена и Ки. Каждый из предложенных способов обладает своими достоинствами и

недостатками.

Существует огромное количество различных способов построения активных

фильтров. Предложенные здесь способы являются лишь небольшой их частью. Такое

количество предлагаемых схемных реализаций продиктовано тем, что каждая

реализация является «лучшей» лишь в смысле тех или иных желательных свойств.

Поэтому в зависимости от требований предъявляемых к схеме используется тот или

иной способ построения.

Полосовые фильтры предназначены для выделения сигналов, частота

которых лежит в пределах некоторой полосы ω₀₁<ω<ω₀₂. При этом он практически без

ослабления пропускает сигналы, лежащие в этой полосе, и ослабляет сигналы,

частоты которых лежат за пределами полосы пропускания. Они могут быть

широкополосными и узкополосными.

Полосовые фильтры, как и другие разновидности фильтров, могут быть

двухполюсные и многополюсные. Передаточная характеристика ПФ второго порядка,

приведённого на рисунке 7, определяется выражением

которое имеет два комплексно сопряжённых полюса ω₀₁ и ω₀₂. Получить такой вид передаточной функции можно воспользовавшись выражением (4) и применив переменные Лапласа для вычисления проводимостей.

Рис.7. Полосовой фильтр второгопорядка.

Широкополосные ARC-фильтры можно построить, последовательно соединяя

активные ФНЧ и ФВЧ, обычно второго порядка. Это позволяет в широких пределах

регулировать частоты среза, а использование нескольких звеньев ФНЧ и ФВЧ

обеспечивает необходимую избирательность фильтра. Для узкополосной фильтрации

используются специальные звенья резонансного типа. Поэтому передаточные

функции ПФ всегда имеют чётный порядок. Так, схема представленная на рисунке 8

может быть описана следующим выражением

Рис.8. Полосовой фильтр резонансного типа (схема Рауха).

Она представляет собой схему Рауха, построенную по схеме инвертирующего

ОУ, охваченного двумя частотно зависимыми цепями ООС. Эта схема обладает

значительным усилением и добротностью достигающей 50, однако, при этом

возникает опасность самовозбуждения.

25. Базовый логический элемент ЭСЛ. Характеристики принцип работы. Основные параметры таблица истинности.

ЭСЛ - основа для сверхбыстродействующих ИС.

Рис. 5. Базовый элемент ЭСЛ

Эмиттеры транзисторов конструктивно объединены. Для уменьшения задержки транзисторы не насыщаются, а работают в активном режиме.

Ток I_k = I₀ задается резистором R (глубокая ООС).

Кроме того, повышается быстродействие за счет уменьшения перепадов напряжения и использования на выходах эмиттерных повторителей (на схеме не показаны).

Если транзисторы VT1 ... VTM закрыты, а на VT0 подано опорное напряжение Uоп, то VT0 открыт. Его ток течет через резистор R и дополнительно запирает VT1 ... VTM. Тогда Uвых = U⁰вых ; вых = U¹вых.

Если открыть хотя бы один транзистор, Uвх = U¹вх , VT0 закроется. Тогда Uвых = U¹вых , а вых = U⁰вых . Следовательно, Uвых ИЛИ(правый по схеме); вых ИЛИ-НЕ .

Достоинство - сверхбыстродействие.

Недостаток - имеется уровень U⁰ > 0, т.к. нет насыщения транзистора. Отсюда меньше перепад напряжения Uл = U¹ - U⁰, и, следовательно, ниже помехоустойчивость.

Динамические параметры.

Рис. 2.8. Входной (а) и выходной (б) сиг­налы

инвертирующего ЛЭ

Основными динамическими параметра­ми ЛЭ являются задержка распространения сигнала t_{ЗД Р} при переключении и длительность положительного (нарастающего) и отрицательного (спадающего) фронтов t_Ф выходных сигналов.

Задержка распространения сигнала при переходе выходного напряжения от «1» к «0» (при положительной логике* это соответствует отрицательному фронту, при отрицательной — положительному фронту выходного сигнала) определяется как ин­тервал времени между фронтами входного и выходного сигналов ЛЭ, измеренного по заданному уровню.

(*Для положительной логики более положительное значение напряжения (высо­кий уровень) соответствует лог. 1, а менее положительное значение напряжения (низ­кий уровень) — лог. 0.

Для отрицательной логики менее положительное значение напряжения (низкий уровень) соответствует лог. 1. а более положительное значение напряжения (вы­сокий уровень) — лог. 0.)

Задержка распространения сигнала при переходе выходного напряжения от «0» к «1» (при положительной логике это соответствует положительному фронту, при отрицательной логике — отрицательному фронту выходного сигнала) опреде­ляется как интервал времени между фронтами входного и выходного сигнала ЛЭ, измеренного по заданному уровню. Задержки распространения (, ) измеряются, как правило, по уровню 0,5 (+).

При расчете временной задержки сигнала последовательно включенных ЛЭ используется средняя задержка распространения сигнала ЛЭ:

Длительность фронта выходного сигна­ла при переходе напряжения из «1» в «0» () для положительной логики соответ­ствует отрицательному фронту, для отри­цательной логики — положительному фронту.

Длительность фронта выходного сигнала при переходе напряжения из 0 в 1 () для положительной логики соответствует положительному фронту, для отрицательной логики — отрицательному фронту. Иногда в технической документации на ИС , — обозначаются соответственно , . Длительности положительных и отрицательных фронтов измеряют по уровням 0,1 и 0,9 (см. рис. 2.8).

Статические параметры определяют ус­ловия формирования и значения напря­жений высокого и низкого уровней на вы­ходе ЛЭ, его нагрузочную способность, потребляемую мощность при заданных напряжении питания, нагрузке и темпе­ратуре окружающей среды.

К статическим параметрам ЛЭ относят­ся:

выходные и входные напряжения лог.0 и 1 (,,,);

входные и выходные пороговые напряжения лог. 0 и 1 (, , , );

входные и выходные токи лог. 0 и 1(,,, );

токи потребления в состоянии лог. 0 и 1 (,);

потребляемая мощность (P_пот).

Характеристики

На входной характеристике ЛЭ ЭСЛ можно выделить следующие зоны, соответствующие возможным режимам работы входной цепи ЛЭ: I, V — зоны, определяющие рабочие режимы ЛЭ, т. е. входные токи при входных напряжениях низкого и высокого уровней, при . которых входные цепи имеют большое входное сопротивление (точки А и В соответствуют нижнему и верхнему уровням напряжений ЛЭ серии К500); II и IV — зоны статической помехоустойчивости; III —зона переключения ЛЭ (опорное напряжение U_ОП , определяемое как среднее напряжение между высоким и низким уровнями, для ЛЭ ЭСЛ серии К500 составляет примерно — 1.3 В; зона ограничивается пороговыми напряжениями и ); VI — зона нерабочих режимов (U_{ВХ НАС} — напряжение насыщения входного транзистора — при увеличении входного напряжения входной ток резко увеличивается).

Рис. 2.3. Типовая входная характеристика ЛЭ ЭСЛ

Так как в каждом из двух состояний ЛЭ в активном режиме находятся различные компоненты схемы, то различают выходные характеристики по нижнему и по верхнему уровням выходного напряжения. Точка В на графике выходной характеристики ИС ЭСЛ (рис. 2.5) расположена в рабочей зоне верхнего логического уровня, точка А — в зоне нижнего уровня. Для определения рабочих точек А и В на выходную характеристику накладывают нагрузочные характеристики (R_H). Рабочие зоны выходных характеристик по верхнему и по нижнему уровням напряжения ЛЭ ТТЛ (рис. 2.6), как и ЛЭ ЭСЛ, ограничены выходными пороговыми напряжениями и допустимыми уровнями напряжений. Статическому состоянию выходного верхнего уровня при малой нагрузке соответствует точка В. Точка А, находящаяся на пересечении выходной характеристики нижнего уровня управляющего ЛЭ с входной характеристикой управляемого ЛЭ, определяет статическое состояние нижнего уровня.

Продолжение 30

тактового импульса.

Четырехразрядный асинхронный двоичный счётчик по модулю 16

Счётчики представляют собой цифровое устройство, которое ставит в соответствие числу импульсов на входе определённый двоичный код на выходе

Любой двоичный счётчик может быть построен на 2х-тактных триггерах, работающих в счетном режиме

Данный двоичный счётчик кроме тактового входа C имеет входы асинхронного сброса и установки R и S. Асинхронными они называются потому, что не зависят от тактового входа.

Из таблицы соответственно видно две особенности:

1. переключение более старшего разряда в 1 происходит после переключения более младшего разряда из 1 в 0. На этой особенности построен принцип действия асинхронного счётчика.

2. переключение более старшего разряда из 0 в 1 происходит после того, когда все младшие разряды будут находится в состояние 1.

На второй особенности основан принцип действия синхронного сдвига.

Синхронный счётчик

Счётчик называется синхронным, т.к. тактовые импульсы подаются на все триггеры одновременно и соответственно триггеры переключаются одновременно (синхронно). Временная диаграмма работы та же самая. Принцип работы: Приход первого тактового импульса переключает первый триггер в состояние 1. Этот же тактовый импульс поступает на вход остальных триггеров, но остальные триггеры не меняют своё состояние, т.к. на входах J, K этих триггеров до прихода импульса и в момент его действия сохранялось состояние 0.

Двоично-десятичный счётчик или счётчик по модулю десять

Такой счётчик считает только 10 импульсов, т.е. после появление на выходе кода 9, следующий импульс переводит его в исходное состояние. Код девятки –1001

Вычитающие счётчики

Реверсивный счётчик

Реверсивный счётчик имеет два тактовых входа на увеличение и на уменьшение. Счётчик является синхронным. В этой схеме при суммировании счётчиком на тактовый вход «С-» подаётся 0. В режиме вычитания счётчика на вход «С+» подаётся 0

4. Диоды с отрицательным дифференциальным сопротивлением. ЛПД, диод Ганна. Принцип действия и основные характеристики.

Диоды Ганна используются в основном для генерирования колебаний ВЧ и СВЧ. В основе принципа действия этих диодов лежит эффект Ганна, проявляющийся наиболее сильно в кристаллах арсенида галлия электронного типа. Этот эффект связан с особой зависимостью подвижности электронов проводимости от напряженности электрического поля. Далее все физические величины, относящиеся к слабому и более сильному полям обозначаются соответственно индексами 1 и 2. В слабых электрических полях подвижность электронов относительно велика и постоянна _n1=const. Плотность дрейфового тока прямо пропорциональна Е, т.е. , где n_n – концентрация электронов проводимости в полупроводнике, – проводимость полупроводника, величина, прямо пропорциональная тангенсу угла наклона характеристики на участке ОА (рис. 11.6 (а)).

Рис. 11.6. Зависимость плотности тока от напряженности поля в кристалле арсенида галлия электронного типа (а), временная диаграмма тока диода Ганна в режиме накопления заряда.

При увеличении напряженности электрического поля вследствие увеличения скорости электронов между соударениями и повышения частоты этих соударений происходит уменьшение подвижности электронов, называемых «горячими». При некотором пороговом значении все электроны становятся «горячими», поэтому, где - подвижность «горячих» электронов, - проводимость полупроводника при , величина, прямо пропорциональная тангенсу угла наклона характеристики на участке ВС.

Переход из одного состояния к другому изображается на характеристике (рис. 11.6 (а)), падающим участком ab, в пределах которого диод обладает отрицательным дифференциальным сопротивлением.

В работающем диоде к пластине кристалла с хорошими омическими контактами прикладывается напряжение (плюс к аноду, минус к катоду – рис. 11.7(а)), создающее напряженность электрического поля чуть меньше критической. Поэтому в начальный момент в кристалле возникает ток с плотностью, чуть меньшей j_a (рис.11.6 (а)), определяемый электронами с большой подвижностью _n1.

Из-за неоднородности структур (контакт-кристалл) напряженность поля в области контактов оказывается больше критической (рис.11.7.(б), кривая 1). Около катода при появляются электроны, обладающие меньшей подвижностью _n2. Отставание этих электронов () приводит к образованию возле катода так называемого домена – двойного электрического слоя, в котором слева находится заряд замедленных электронов, а справа – некомпенсированный заряд доноров, проявившийся в связи с отставанием электронов от общего потока. В этом домене возникает дополнительная напряженность поля , усиливающая начавшийся процесс. Кроме того, рост напряженности поля в домене при неизменном внешнем напряжении должен приводить к снижению напряженности поля до за пределами домена (рис.11.7(б), кривая 2). Значения поля в домене Е_В и вне его Е_А можно найти из условия, что все электроны на участке домена и за его пределами должны двигаться к аноду с одинаковыми скоростями , создавая ток с плотностью (рис. 11.6 (б)). С такой же скоростью движется к аноду и сам домен (рис. 11.7 (в)). Достигнув анода, доме исчезает, в результате чего восстанавливается исходное значение напряженности поля и возникают условия для зарождения возле катода нового домена и т.д.

Таким образом, работающий диод Ганна формирует импульсный ток с длительностью импульсов (равной сумме времени зарождения и исчезновения домена) с периодом следования, равным времени прохождения домена через кристалл где длина кристалла; скорость движения домена. Нетрудно заметить, что в этом режиме диод Ганна генерирует колебания с постоянным периодом, определяемым длиной кристалла . В предельном случае, когда домен занимает весь кристалл, колебания приобретают почти гармоническую форму с частотой .

Если к диоду Ганна вместе с постоянным напряжением, создающим напряженность электрического поля в пределах , приложить быстропеременное напряжение с частотой , то домен не будет успевать полностью формироваться. При увеличивающемся внешнем напряжении напряженность поля в кристалле будет увеличиваться, а проводимость и ток – уменьшаться. При уменьшающемся внешнем напряжении напряженность поля уменьшается, а проводимость и ток – увеличиваются. Следовательно, диод Ганна в этом режиме, получившем название режима с ограниченным накоплением объемного заряда, ведет себя как отрицательное динамическое сопротивление и может использоваться как источник СВЧ колебаний, рабочая частота которого (до 300 ГГц) определяется не диодом, а резонансной системой, подключенной к диоду.

Лавинно-пролетный диод (ЛПД)— это полупроводниковый СВЧ-диод, в котором для получения носителей заряда используется лавинное умножение (ударная ионизация) в области электрического перехо­да и взаимодействие этих носителей с переменным полем в пере­ходе в течение времени пролета. Лавинно-пролетные диоды относятся к классу двух-полюсников, обладающих отрицательным сопротивле­нием на зажимах, что позволяет испо-льзовать ЛПД для создания генераторов и усилителей. Отрицательное сопротив­ление ЛПД проявляется только на достаточно высоких частотах и не проявляется в статиче­ском режи-ме. Причиной этого является наличие фазового сдвига между током и напряжением на ЛПД.

Рис. 7.1. Схема ЛПД и распреде­ление напряженности электриче­ского поля:

 — ширина запирающего слоя; — ширина слоя умножения

На рис. 7.1 показана схема плав­ного p-n-перехода ЛПД и распреде­ление электрического поля в пере­ходе. На диод подается обратное на­пряжение такой величины, что рабо­чая точка смещается в область лавин­ного умножения (рис.7.2). В p-n-переходе на­чинается процесс ударной ионизации атомов кристаллической решетки под­вижными носителями заряда и обра­зование новых пар электронов и ды­рок. С этим явлением связан резкий рост обратного тока перехода, называемый лавинным пробоем. Для количественной характеристики процесса ударной ионизации вводят ко­эффициенты ионизации α_n и α_p для электронов и дырок — число электронно-дырочных пар, создаваемых на единице пути (1 см) электроном и дыркой соответственно.

Рис. 7.2 Структура лавинно-пролетного диода (a) и распределение в нем концентрации примеси (6), электрического поля (в), коэффициента ударной ионизации (г), а также вoльт-aмпepнaя характеристика ЛПД (

Максимальная напряженность электрического поля имеет место в области р⁺-n-пepexoдa (рис. 7.2. в). Электрическое поле резко убывает в n-области и остается практически постоянным в i-cлoe, который полностью обеднен при больших обратных напряжениях. Если обратное напряжение увеличивать, то электрическое поле в переходе превысит значение пробивной напряженности E_пp, при которой коэффициент ударной ионизации α достигает больших значений (порядка 10⁵ cм^-1). поскольку α сильно зависит от E, то протяженность области ударной ионизации невелика (рис. 7.2, г). В ней происходит лавиннообpaзнoe нарастание количества свободных носителей заряда. Эту область называют областью лавинного умножения. Образующиеся дырки увлекаются внутренним электрическим полем перехода в p⁺-область, а электроны, попадая в i-cлoй, движутся к n-⁺области в постоянном электрическом поле. Если напряженность электрического поля в слаболегированной области велика и превышает несколько кB/cм, то скорость электронов остается почти постоянной и равной υ_нac = 10⁵ м/с. Происходит так называемое насыщение дрейфовой скорости носи­телей. Следовательно, носители заряда дрейфуют с конечной скоростью за конечный промежуток времени. Это предельное значение дрейфовой скорости называют скоростью насыщения. Обедненную область, в которой происходит движение электронов с постоянной скоростью, называют областью дрейфа. Поскольку при этом дифференциальная подвижность электронов близка к нулю, при движении электронов не происходит уменьшения объемной плотности заряда.

Основными параметрами ЛПД являются:

а) выходная мощность P_вых

пробивное напряжение U_пр ,номинальный рабочий ток I_ном, максимальная емкость p-n-перехода С_mах, сопротивление растекания r_s ,коэффициент полезного действия лавинно-пролетных дио­дов (сравнительно низок и составляет несколько процентов); температурный коэффициент мощности ТКМ и частоты ТКЧ ,максимально-допустимый ток I_max

8.Полевые транзисторы с управляющим р-н переходом. Принцип работы. Схемы включения. Режимы работы. Статические характеристики, основные параметры. Применение.

Самой простой моделью унитрона является брусок кремния п-типа а о невыпрямляющими контактами на концах, в боковых по­верхностях которого методом вплавления индия образованы два со­единенных параллельно р-п перехода, как показано на рис.6.1,а.

Вывод от р-области р-п перехода (от капли индия) называют затвором 3, выводы от невыпрямляющих контактов крем­ниевого бруска – истоком И (контакт, из которого втекают в канал под­вижные носители-электроны) и стоком С.

а б

Рис. 6.1

Полевой транзистор (по аналогии с биполярным) можно включать в схеме с общим истоком ОИ (аналогичен ОЭ), общим затвором ОЗ (аналогичен ОБ), общим стоком ОС (аналогичен ОК). На затвор подается обратное для р-п перехода напряжение. Величина тока стока I_C будет опре­деляться величиной напряжения между стоком и истоком U_С и со­противлением канала (каналом называют область кремниевого брус­ка между р-п. переходами, отсюда еще одно название - каналь­ный транзистор). Условное обозначение такого транзистора и схема его включения с общим истоком (ОИ) приведены на рис.6.1,б. При увеличении обратного напряжения на затворе U_З (по отношению к истоку) р-п переход расширяется, преимущественно в сторону канала (брусок выбирается высокоомным), как показано пунктиром на рис.6.1,а. Уменьшается поперечное сечение канала, а сопротив­ление канала увеличивается, при этом ток в канале I_С уменьша­ется. Такой режим называют режимом обеднения. Таким образом, за счет изменения обратного напряжения на затворе U_З (за счет изменения поля в р-п переходе) происходит управление током в канале I_С (ток затвора при этом равен обратному току р-п перехода I_О). На рис.6.2,а приведены выходные (стоковые) статические характеристики унитрона, представляющие зависимость тока стока I_С от напряжения между стоком и истоком U_С при постоянном напряжении на затворе U_З:

а б

Рис. 6.2

На каждой характеристике при увеличении напряжения U_С появ­ляется почти горизонтальный участок (вправо от точки H). Режим, соответствующий этому участку, называют режимом насыщения, а напряжение U_С, с которого начинается насыщение - напряжением насыщения U_СН . Насыщение обусловлено тем, что напряжение на р-п переходе не одинаково по длине перехода: у стока оно рав­но сумме U_З+U_С, у истока - только напряжению на затворе Uз. Значит, и расширение р-п перехода у стока (вверху) больше, чем у истока (внизу), как показано пунктиром на рис.6.1,а. При напряжении насыщения (точка Н) проводящий канал почти пе­рекрывается р-п переходом у стока (образуется узкая горловина). Дальнейшее увеличение напряжения Uc почти не увеличивает тока, а приводит к увеличению длины горловины (на которой и происходит дальнейшее увеличение напряжения). В крутой части (влево от точки Н) ток Ic сильно зависит от напряжения стока Uc (при малом токе Ic зависимость почти линейная) и все характеристики проходят через начало координат. При напряжении на затворе, называемом напряжением отсечки, происходит полное пе­рекрытие канала (смыкание р-п перехода) и ток в канале не протекает. Кроме стоковых (выходных), используют еще затворно-стоковые характеристики (характеристики прямой передачи), пред­ставляющие зависимость тока Ic от напряжения Uз, при фиксиро­ванном напряжении стока U_C : I_C = f(U_З)_Uc=const, приве­денные на рис.6.2,б. Однако в большинстве случаев информации, содержащейся в выходных характеристиках, бывает достаточно и надобности в затворно-стоковых характеристиках не возникает.

Полевые транзисторы характеризуются следующими основными параметрами:

1) по постоянному току:

• напряжением отсечки U_отс

• максимальным током стока I_{c max}

• максимальным напряжением стока U_{cи max}

2) по переменному току (малосигнальные параметры):

• крутизной

• выходным сопротивлением

• входным сопротивлением R_ВХ;

• межэлектродными емкостями C_ЗИ, С_ЗС, С_СИ ;

• граничной частотой f_s по крутизне.

12. Классы усиления усилительных каскадов. Схемы смещения для установления режима покоя усилительного каскада.

Рабочая точка покоя определяет режим работы каскада или класс усиления. В зависимости от положения рабочей точки различают три класса усиления:

1. класс А – рабочая точка лежит в середине линейного участка передаточной характеристики. Для него характерны минимальные нелинейные и непрерывные проникновения тока через транзистор, вследствие чего КПД класса «А» составляет 20 – 30%. Он применяется в предв. каскадах усиления, т.е там где высоки требования к нелинейным искажениям и мала мощность.

2. класс В – точка покоя лежит в начале линейного участка. Он обладает высоким КПД 60 – 70%, вследствие отсутствия постоянной составляющей, т.е при отсутствии входного сигнала каскад не потребляет энергии. Этот класс каскада применяется оконч. выходных каскадах усилителей мощности.

3. класс С – точка покоя лежит ниже линейного участка, КПД ещё выше – 80%

Применяется в оконеч. каскадах большой мощности на избирательную нагрузку.

схема с фиксированным током базы

, , резистор получается очень большим сотни тысяч Ом, при смене транзистора положение рабочей точки изменяется из-за разброса параметров транзистора и из-за влияния температуры окружающей среды. Поэтому эта схема не получила широкого распространения.

схема с фиксированным напряжением базы (рисовать без Rэ)

Напряжение смещения снимается с резистора входящего в состав делителя напряжения R1,R2. ток делителя выбирается достаточно большим, значительно больше тока базы в режиме покоя. Это необходимо для того чтобы температурные изменения токов эмиттера и коллектора незначительно влияли на ток базы.

R1=(E_K-U_БЕ)/(I_д+I_Б), R2= U_БЕ / I_д , I_д=(2-5) I_Б.

Схема менее экономична, чем предыдущая, но стабильность ее повышена

Схема с коллекторной стабилизацией. Если по каким либо причинам ток коллектора увеличится, рабочая точка переместится по нагрузочной кривой вверх. Это вызовет возростание падения напряжения на резисторе R_K, что приведет к снижению напряжения коллектор-эмиттер и соответственно снижению U_КБ, ток базы уменьшится.

Эмиттерная стабилизация.

16. Принципиальная схема выходного каскада в режиме усиления АБ. Назначение элементов. Принцип работы.

схема состоит из двух идентичных плеч, работающих на общую нагрузку. Каждый из транзисторов со своими цепями составляет плечо каскада. Плечи должны быть электрически симметричны. Резисторы р1 и р2 образуют делитель напряжения, обеспечиваюший подачу требуемого напряжения смещения на базы транзисторов. Через средний вывод трансформатора тр2 подается напряжение Е_К на коллекторы транзисторов. При отсутствии переменных напряжений на входе каскада через транзисторы VT₁ и VT₂ протекают токи покоя I_K1 и I_K2 , величины которых определяются положением рабочей точки на характеристиках. Через первичную обмотку выходного трансформатора токи покоя от средней точки протекают в противоположных направлениях. Вследствии этого постоянные магнитные потоки, создаваемыеэтими токам и результирующий магнитный поток равен нулю, т.е в сердечнике отсутствуетс подмагничевание, это позволяет сильно уменьшить габариты трансформатора…

17. Структура трехкаскадного операционного усилителя. Назначение каскадов. Организация инвертирующего и неинвертирующего входов. Основные параметры и характеристики ОУ.

Операционным усилителем ОУ называют высококачествен­ный интегральный усилитель постоянного тока с дифференци­альным входом и однотактным выходом, предназначенным для работы в схемах с обратной связью. Название усилителя связано с первоначальным применением – выполнением различных мате­матических операций с аналоговыми сигналами (суммирование, вычитание, логарифмирование, интегрирование, дифференциро­вание и др.). В настоящее время ОУ выполняют многофункцио­нальную роль в разнообразных устройствах. Они применяются для усиления, ограничения, перемножения, частотной фильтра­ции, генерирования, стабилизации сигналов в аналоговых и циф­ровых устройствах.

Идеальный ОУ имеет бесконечно большой коэффициент уси­ления по напряжению, бесконечно большое входное сопротивление, нулевое выходное сопротивление, бесконечно большую по­лосу пропускания.

Современные ОУ имеют, как правило, три структурных элемента (рис. 10.19): входной дифференциальный каскад (ДК), промежуточ­ный усилительный каскад (ПУК) и выходной каскад (ВК). Между кас­кадами существует непосредственная связь (без конденсаторов), т.е. ОУ является усилителем постоянного напряжения (тока). При­менение на входе почти всех ОУ дифференциального каскада при­водит к повышению стабильности выходного потенциала ОУ (из-за очень малого уровня дрейфа) и расширению функциональных воз­можностей. В случае ОУ с низким коэффициентом усиления проме­жуточный каскад не предусматривается. В ОУ с большим коэффи­циентом усиления используются промежуточные каскады ПУК, так­же представляющие собой дифференциальные каскады, но с однотактным выходом.

Выходной каскад является усилителем мощности и предназна­чен для согласования усилителя с нагрузкой. В качестве ВК обычно используется эмиттерный повторитель, имеющий низкое выходное сопротивление. Однако этот выходной каскад при отсутствии сигна­ла потребляет значительную мощность. Для уменьшения послед­ней ВК изготовляют по двухтактной схеме на основе комплементар­ных биполярных транзисторов.

В ОУ предусматривается схема сдвига уровня потенциала, обеспечивающая согласование каскадов и установку на выходе при отсутствии сигнала постоянного потенциала, равного потен­циалу входа ОУ.

Ниже приведены назва­ния и обозначения параме­тров интегральных ОУ без внешней обратной связи. Число параметров, приво­димых в справочниках, зависит от типа ОУ. Ниже для примера представлены числовые значения параметров ОУ 153УД1.

Коэффициент усиления по напряжению ................... (20...80)·10³

Коэффициент ослабления синфазного сигнала ....... 65 дБ

Входное сопротивление ...........………………….......... 100 кОм

Выходное сопротивление ........……………..……........ 200 Ом

Частота единичного усиления f₁............…..……………...... 1 МГц

Напряжение смещения нуля ...........………………....... ± 5 мВ

Температурный дрейф напряжения смещения …..... 35 мкВ/°С

Входной ток при отсутствии сигнала ......…………........ 0,6 мкА

Средний температурный дрейф входного тока. .....……...... 17 нА/°С

Разность входных токов ...............……………………... 0,25 мкА

Средний дрейф разности входных токов ......…………........ 5 нА/°С

Диапазон изменения синфазных входных напряжений ..…. ±10В

Диапазон изменения выходного напряжения ...…….....±10В

Скорость нарастания выходного напряжения .……..... 0,06 В/мкс

Напряжение источника питания U_n ........................................ ± 15 В

Ток потребления I_пот ..............…………………………........... 6 мА

Дадим определения тем параметрам, которые еще не встреча­лись или смысл которых не ясен из названия.

Напряжение смещения нуля – напряжение, которое необхо­димо приложить ко входам ОУ для того, чтобы на его выходе полу­чить нулевое напряжение. Дело в том, что из-за неидеальности ха­рактеристик на выходе при отсутствии входного сигнала появляется некоторое напряжение, которое может быть принято за сигнал. Для коррекции нуля (балансировки) предусмотрен специальный вывод.

Входной ток – ток, текущий в цепи входной электрод-земля при отсутствии сигнала и при сбалансированной схеме.

Частота единичного усиления f₁ – частота, при которой коэффи­циент усиления по напряжению равен единице: . Частота, при которой уменьшается до уровня 0,7 от значения при f = 0 (как в биполярном транзисторе), называется предельной (f_np). В области от 2f_np до f₁ действует соотношение (5.126) K_u(f)f= f_n.

Скорость нарастания выход­ного напряжения опреде­ляется при подаче на вход ска­чкообразного напряжения сиг­нала. Чем больше f₁, тем мень­ше время нарастания и выше скорость нарастания.

Для ОУ одной из важнейших является амплитудная (переда­точная) характеристика – зави­симость величины выходного сигнала от величины разност­ного (дифференциального) сиг­нала на входе. Передаточная характеристика идеального ОУ линейна и проходит через начало координат (рис. 10.20). Однако ре­альная характеристика (штриховая линия) сдвинута вправо или вле­во на величину, называемую напряжением смещения нуля . Зна­чение обычно составляет несколько милливольт и в случае необ­ходимости может быть сведено к нулю. После коррекции нуля возмо­жно смещение во времени только из-за изменения температуры и не­стабильности напряжения источников питания. Линейность переда­точной характеристики нарушается, когда уровень выходного сигнала приближается к напряжению источников питания.

22. детектор нуля и компаратор на базе ОУ. Принцип работы, временные диаграммы.

Нуль компаратор.

е

Если например напряжение насыщения ОУ составляет В и К=10 000 , то Uпор = 10/10 000 = 1 мВ. Подавая на вход схемы синусоидальный сигнал U_ВХ>20 мВ, на выходе получим практически прямоугольное напряжение. Для ограничения выходного уровня в цепь ОС иногда включают стабилитроны или другие ограничители.

Работу ОУ в импульсном режиме рассмотрим на примере компаратора, осуществляющего

сравнение измеряемого входного напряжения (uвх) с опорным напряжением (Uоп.). Опорное напряжение представляет собой неизменное по величине напряжение положительной или отрицательной полярности, входное напряжение изменяется во времени. При достижении входным напряжением уровня опорного напряжения происходит изменение полярности напряжения на выходе ОУ, например с U+вых.макс. на U-вых.макс. При Uon = 0 компаратор осуществляет фиксацию момента перехода входного напряжения через нуль. Компаратор часто называют нуль-органом, поскольку его переключение происходит при uвх—Uоп≈0.

Компараторы нашли применение в системах автоматического управления и в измерительной

технике, а также для построения различных узлов импульсного и цифрового действия (в частности, аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей).

а) схема компаратора и его (б)передаточная характеристика, в) схема компаратора с входными делителями напряжения.

Простейшая схема компаратора на операционном усилителе приведена на рис. 3.5, а. Ее

характеризует симметричное подключение измеряемого и опорного напряжений ко входам ОУ.

Разность напряжений ивх — Uou является входным напряжением u0 ОУ, что и определяет передаточную характеристику компаратора (рис. 3.5, б). При uвх< Uоn напряжение uо< 0, в связи с чем uвых = U+вых.макс (см. рис. 2.41). При ивх > Uon напряжение u0>0и uвых =U-вых.макс.

Изменение полярности выходного напряжения происходит при переходе входного измеряемого

напряжения через значение Uоп. Ввиду большого значения коэффициента усиления ОУ это изменение носит ступенчатый характер при и0 = uвх — Uоп≈ 0. Если источники входного и опорного напряжений в схеме рис. 3.5, а поменять местами или изменить полярность их подключения, то произойдет инверсия передаточной характеристики компаратора. Условию uвх<Uоп будет отвечать равенство uвых = U-вых.макс.,а условию ивх >Uоп — uвых =U+вых.макс

Схема рис. 3,5, а применима тогда, когда измеряемое и опорное напряжения не превышают

допустимых паспортных значений входных напряжений ОУ. В противном случае они подключаются к ОУ с помощью делителей напряжения (рис. 3.5, в).

Широкое применение получил также компаратор, в котором ОУ охвачен положительной

обратной связью, осуществляемой по неинвертирующему входу с помощью резисторов R1 , R1 (рис. 3.6, а). Такой компаратор обладает передаточной характеристикой с гистеризисом (рис. 3.6, б). Схема известна под названием триггера Шмитта или порогового устройства.

Переключение схемы в состояние U-вых.макс. происходит при достижении ивх напряжения

(порога) срабатывания Ucp , а возвращение в исходное состояние uвых = U+вых.макс — при снижении uвх до напряжения (порога) отпускания Uотп. Значения пороговых напряжений находят по схеме, положив ио =0.

откуда ширина зоны гистерезиса

Вводить гистирезис в компаратор целесообразно тогда когда сигналв поступает на фоне помех. После переключения возврат в исходное состояние произойдет лишь тогда , когда сигнал уменьшится на величину U_Г, то есть будет запас на помехоустойчивость.

26. Базовый логический элемент И²Л. Реализация операции ИЛИ-НЕ.

Особенностью элементов И²Л является:

Отсутствие резисторов, что резко упрощает технологию про­изводства МС;

Использование токового принципа питания, при котором в ИС задается не напряжение, а ток, который непосредственно ин­жектируется в область полупроводника, образующего структуру одного из транзисторов;

Пространственное совмещение в кристалле полупроводника областей, функционально принадлежащих различным транзисто­рам. При этом структура располагается как по горизонтали (планарно), так и по вертикали. Такое решение позволяет отказаться от применения специальных решений для отделения областей, при­надлежащих различным элементам, как это необходимо делать в элементах ТТЛ и ЭСЛ.

Малое значение логического перепада, что позволяет максимально увеличить быстродействие элемента.

В приведенной схеме, в соответствии с рисунком 11, б, многоколлекторный тран­зистор VT2 выполняет функцию инвертирования входного сигнала, а транзистор VT1 — генератора (инжектора) базового тока тран­зистора VT2. К особенностям элемента следует отнести и постоян­ство тока инжектора во всех режимах работы элемента. Ток ин­жектора задается резистором R, который, как правило, выпол­няется общим на группу элементов.

В соответствии с рисунком 11,а видно, что транзистор VT1 образован планарной структурой, а многоколлекторный транзистор VT2 — верти­кальной структурой. Причем, так как площадь каждого коллек­тора транзистора VT2 меньше площади его эмиттера, этот транзи­стор, по сути, работает в инверсном режиме, что способствует уменьшению его напряжения насыщения. Все сказанное позволило разместить весь элемент И²Л на площади, занимаемой в схеме ТТЛ одним многоэмиттерным транзистором.

Важной особенностью элемента И²Л является возможность, варьируя ток инжектора в широких пределах, изменить его быстро­действие. Реально ток инжектора может изменяться от 1 нА до 1 мА, т. е. на 6 порядков. А поскольку при заданной схемотехнике энергия переключения элемента—величина непостоянная, в таких же пределах может изменяться и быстродействие элемента. Важно, что для этого не требуется никаких схемотехнических изменении в элементе.

Принцип действия схемы И²Л заключается в следующем. До­пустим, внешний сигнал на входе элемента (база транзистора VT2) отсутствует, что соответствует сигналу логической 1. В этом случае ток инжектора, втекая в базу транзистора VT2, насыщает его. На его коллекторах, а следовательно, и на выходных выводах элемента присутствует напряжение низкого уровня, равное напряжению на­сыщения транзистора VT2. Реально это 0,1 В ... 0,2 13.

Если база транзистора VT2 непосредственно или через на­сыщенный транзистор подключена к общей шине, то выполняется условие U_вх < U_бэ0 и транзистор VТ2 заперт, так как ток инжек­тора замыкается на общую нишу, минуя его эмиттерный переход. В этом случае напряжение на его коллекторах определяется внеш­ними цепями. При последовательном включении нескольких инверторов это напряжение равно напряжению эмиттерного перехода последующего транзистора. Таким образом, для БЛЭ И²Л справедливы следующие соотношения:

U⁰ = 0.1…0.2 B U¹ = 0.6…0.7 В

Из приведенных соотношении следует, что логический перепад для БЛЭ И²Л составляет 0,4 ...0.6 В.С использованием приведенной схемы могут быть реализованы основные логические операции И—НЕ и ИЛИ—НЕ. В соответствии с рисунком 12, показана логическая схема, построенная на трех инверторах И²Л.

Особенностью элементов И²Л является возможность параллель­ного включения нескольких их выходов. Из приведенной схемы следует, что при параллельном включении нескольких выходов в общей точке относительно входных переменных реализуется логи­ческая операция ИЛИ—НЕ. Относительно же выходных сигналов элементов реализуется логическая операция И. Таким образом, если не требуется гальваническое разделение между входными и выходными сигналами, то логическая операция И выполняется без каких-либо дополнительных схемотехнических затрат простым объединением соответствующих выходов БЛЭ. После инвертирования результата выполненной операции ИЛИ—НЕ дополнитель­ным элементом относительно исходных входных переменных реа­лизуется логическая операция ИЛИ, а относительно выходных сигналов первых элементов — операция И—НЕ.

Таким образом, БЛЭ И²Л позволяет максимально унифициро­вать структуру ИС, снизив площадь ее кристалла, и либо умень­шить ее потребление, либо повысить быстродействие.

Типовое время задержки распространения БЛЭ И²Л при токе инжектора 0,1 мкА составляет 10нс. При этом энергия переклю­чения для этого элемента па несколько порядков меньше, чем для элемента ТТЛ.

Ввиду небольшой помехоустойчивости, обусловленной малым логическим перепадом, БЛЭ И²Л используются исключительно в составе БИС и СБИС и как отдельные ИС малой степени интегра­ции не выпускаются. При этом входные и выходные цепи ИС, вы­полненных по технологии И²Л, делаются совместимыми по логи­ческим уровням с сигналами ТТЛ.

27. Базовые логические элементы на однотипных МДП-транзисторах, выполняющие операции И-НЕ, и ИЛИ-НЕ.

Рис. 7. Элемент ИЛИ-НЕ

Рис. 8. Элемент И-НЕ

Используются только структуры МДП. Чаще с индуцированным каналом (заперт при Uвх = 0).

VTн выполняет роль нагрузки Rн.

В схеме рис.7 при увеличении числа входов растет емкость и снижается быстродействие.

Достоинства: быстродействие выше, по уровню сигналов совместимы с ТТЛ.

Число входов ограничено требуемым быстродействием.

В схеме рис.8 U⁰вых в М раз больше, чем в предыдущей схеме, т.к. все транзисторы включены последовательно.

Недостаток - малый перепад логических уровней

28. Базовые логические элементы на комплементарных МДП-транзисторах, выполняющие операции И-НЕ и ИЛИ-НЕ.

Рис. 9. Элемент ИЛИ-НЕ

Рис. 10. Элемент И-НЕ

Для схемы на рис. 9 Uвых = U⁰вых , если хотя бы на одном входе Uвх = U¹вх . При этом транзистор с каналом n (VTn) открыт, а с каналом p (VTp) закрыт.

На выходе: Uвых = U¹вых , если Uвх= U⁰вх.

Аналогично построена и работает схема И-НЕ (рис. 10).

Эти элементы перспективны. В статическом режиме потребляют мощность десятки нано Ватт, частота переключения 10 МГц, высокая помехоустойчивость, высокий размах сигнала (U¹вых Е).

Недостаток - сложность изготовления в одном кристалле структур с pи n каналами.

29.Шифратор , дешифратор, принцип работы применение.

Шифратор (coder) выполняет функцию преобразования унарного кода в двоичный . При подаче сигнала на один из входов (обязательно на один, не более) на выходе появляется двоичный код номера активного входа.

Дешифратор преобразует входной двоичный код в такой выходной код, в котором только на одном из всех выходов дешифратора имеется единица. Такой выходной код называется унарным. Иногда можно встре­тить другие названия этого кода – унитарный или позиционный. В поло­жительной логике единицей является высокий уровень, но для большин­ства ТТЛ дешифраторов активным является низкий уровень. Номер актив­ного выхода соответствует двоичному входному коду.

Полным называют дешифратор, m выходов которого используют все возможные наборы n входных переменных, т.е. m = 2ⁿ .

Если число выходов меньше, то такой дешифратор называется неполным ( m < 2ⁿ ).

Дешифраторы используют когда нужно обращаться к различным цифровым устройствам, и при этом номер устройства – его адрес – представлен двоичным кодом, поэтому входы дешифратора иногда называют адресными входами, и обычно их нумеруют не порядковыми номерами 0, 1, 2, 3, 4, 5…, а в соответствии с двоичными весами разрядов 1, 2, 4, 8, 16 … В соответствии с числом входов и выходов дешифраторы называют “3 – 8” – (три в восемь), “4 – 10” (четыре в десять, неполный).

Рис.10.1. Условное графическое обозначение полного дешифратора “3 – 8” с входом Е разрешения и с инверсными выходами.

Вход Е (ENABLE – разрешение) называют разрешающим, строби­рующим, управляющим. Так как через вход Е можно передавать информа­цию (данные) на какой либо из выходов (или на все выходы поочередно), то дешифратор, имеющий Е вход, иногда называют демультиплексором и обозначают соответственно DMX (DEMULTIPLEXER) или DX.

Таблица 10.1

Таблица истинности полного дешифратора “3 – 8” с входом Е разрешения и с инверсными выходами.

Булевы выражения, описывающие значения выходов дешифратора:

Y0 = А2А1А0; Y1 = А2А1 А0; Y2 = А2 А1А0;

Y3 = А2 А1 А0; Y4 = А2А1А0; Y5 = А2А1 А0;

Y6 = А2 А1А0; Y7 = А2 А1 А0.

Иногда входов Е бывает несколько, причем часть их может быть прямыми, а часть инверсными входами. Тогда их обычно отделяют на ле­вом (входном) поле горизонтальной чертой от остальных входов, как это показано на рис.10.2.

Рис.10.2. Примеры различных условных графических обозначений дешифратора с несколькими входами Е разрешения.