шпоргалка / shpory

2,3.Полупроводники.

П/пр - вещ-ва, занимающие по величине уд. эл-ой провод-ти промежуточное полож м/у ме-таллами и диэлектриками.

Осн признаками п/п явл сильное влияние t, интенсивности освещения, ионизиру-ющих излуч-й и конценр приме-сей на их эл-е сопротивление.

В качестве п/п исп-ся Ge,Si, арсинид калия..

Для п/п хар-м явл то что сравн небольшие энергетические воздействия (нагрев, облучение) приводят к ↑ энерии электр-в внешней оболочки атома и их отрыву от атомов. Такие эл-ны обладают возможностью свободно перемещаться по объему п/п и наз-ся электр-ми проводимости. При отрыве эл-на от атома в месте ра-зрыва появл “дырка”. Отсутствие эл-на в валентной связи равносильно появл в данном месте + заряда, который и предписывают дырке. На незаполненную связь приходят валентные эл-ны с соседней связи чему способствует тепловое движ-е в п/п, поэтому дырка хаотично перемеща-ется по кристаллу. Исчезновение дырок в одном месте и их появление в другом учитывают как движение дырок. При приложении U к п/п дыр-ка будет двигаться в направлении протиаоположном направлению движ-я эл-на и опр-ся полярностью U что соответ-ет переносу + заряда, т.е. протеканию эл тока.При производстве п/п приборов обычно исп-ся приме-сные п/п у которых часть атомов основного вещ-ва в узлак крист реш-ки замещена атомами др. вешеств. При исп 5-валент-х примесей 5 эл-н ее атомов остается свободным от валентной связи и даже при комн t отрыв-ся от атома. Примеси, отдающие эл-ны называют донорными, а п/п n-типа. В п/п с 3-х валентными примесями эл-в для заключения валентных связей не хватает.Они приходят от сосед-х атомов в рез-те чего обр дырки. Примеси, принимающие валентные эл-ны наз-ют акцепторными,а п/п р-типа.

При отсутствии эл поля в крист-ле и одинаковой концентрации носителей заряда в объеме п/п эл-ны и дырки нах-ся в непрерывном тепл-ом хаотичном движ и I в п/п =0.При прилож к п/п эл поля или при неравномерном распр концентр носителей заряда в объеме п/п , возникает эл ток. Направленное движ-е носителей заряда по действием эл поля назся дрейфом ,а в рез-те возникнов-я градиента концентр носителей заряда- диффузией

6,7.ЭДП.ВАХ ЭДП.

Рассмотр монокрист п/п с резкой границей м/у р и n областями.Пусть в n и p областях концентр осн носителей заряда одинаковы по всему объему и равны соотв-но n_n и р_р.Основными носителями в п/п n-типа явл-ся эл-ны, в п/п р-типа дырки. При изготовл п/п приборов примеси вв-одят в таком кол-ве чтобы основ-х носителей было на 2-3 порядка больше неосновных (р_р>>n_p;n_n>>p_n)

Граница p и n областей наз-ся эл-нно дырочным пе-реходом(ЭДП). На ЭДП созд-ся градиент конценр эл-нов и дырок, в рез-те чего возникает диффуз-ионный ток I (дифф-я е в р-область и дырок в n-область).

В равновесном сост-ии появл-е Iдиф нарушает нейтральность областей п/п.

На границе n-области образуется неподвиж “+” зар-яд ионизированных доноров за счет ухода е из n-обл , а на границе р-обл “-“ заряд ионизированных акцепторов. В рез-те в переходн слое обр-ся эл поле Е, создающ I_др обратного направ-я.

При отсутствии внешн поля м/у двумя обл-ми п/п устанавл-ся такая разность потенц-ов, при которой суммарн ток ч/з переход =0. Эта разн потенц наз-ся константной φ_к=φ+ln(p_p/p_n)= =φ_тln(n_n/n_p); гдеφ_т=кТ/q-тепловой потенц, к-пост Больцмана, Т-абс темп-ра,q–заряд е. Если к п/п с p-n-перех приложить U,то его большая часть прикл-ся к ЭДП. Ч/з перех протекает ток, вел-на кото-го зависит от вел-ны и поляр-ти U. U прилож “+” к р-обл, а “-” к n-обл наз-ся прямым напряж. Ток протек-й при этом ч/з ЭДП наз-ся прямым. При противополож полярн-ти U оно наз-ся обратным. При подкл прямU к ЭДП U на нем ↓ и стан-ся = φ. φ= φ_к-U.

↓ U на ЭДП приводит к увел велич-ны Iдиф, а Iдр ост-ся const.Ток ч/з ЭДП уже не =0 ,т.е ч/з ЭДП протекает прямой ток, образ осн носителями, который завис от U.

I_пр=I_нас(е^qU/(kT)-1)=I_нас(е^U/φ -1)-ур-е явл-ся уравн-ем прямой ве-тви ВАХ ЭДП, где I_нас-ток насышения.

Если приложено обратное U, тоφ=φ_к+U..

Область объемн заряда расшир-ся поэтому Iдиф ↓, а Iдр ост const.Направл тока изм и ч/з ЭДП будет протекать обр ток.

I_обр=I_нас(е^-qU/(kT)-1)=I_нас(е^-U/φ-1)

Идеальная ВАХ ЭДП:

8,9.П/п.диоды, схема замещ, классиф, УГО.

П/п.диодом наз-ся двухэлектродный прибор, осно-ву которого сост p-n-структура с р и n обл-ми раздел-ми ЭДП. При произв-ве диодов,одну из обл легируют >,и она имеет > конц осн носит заряда (обычно p-обл) и обозн как р⁺. Эту обл наз-ют- эмиттером,а другую – базой.

р-n-перех с неодинак-ой конц примесей наз-ся несимметричным и обозн (р⁺-n).

Схема замещ п\п диода:

Элем схемы зам явл-ся:

С_д-емк диода, завис от режима работы, С_д=С_б+С_диф; Rn-интегр сопр перех,опр по ВАХ диода в рабочей точке А. Rn=Ua/Ia/

r_б-распределенное эл сопр базы д ,его электродов и выводов.В точных расчетах учитыв-ся емк м/у выв-одами С_в,их индуктивность L_в,входн С_вх и выходн С_вых емк-ти д относ-но общей шины устр-ва.

Типы диодов: выпрямительные, высокочастотные, импульсные, стабилитроны и стабисторы, варикапы, туннельные, обращенные, двухбазовые, диоды Шотки, светодиоды, фотодиоды.

УГО: -высокочаст и выпрямит. -стабилитрон.-варикап.-туннельный диод.-диод Шоттки.-обращенный диод.

-двухбазовые.

Букв цифр маркировка д состоит из неск эл-ов:

1)Буква или цифра обозн материал:

Г или 1-Ge, К или 2-Si, А или 3-соед Ga, И или 4-In.

2)Буква обозн подкласс д.

Д-выпрям,импульсн,магнитодиоды

Ц-выпрям столбы и блоки,мосты.

С-стабилитроны и стабисторы

В-варикапы, Л-светодиоды, И-туннельные

А-СВЧ диоды.

3)Цифра обозн подкл по частоте раб и расс мощн-ти

4)5)6)Цифры и буквы обозн № разработки,а для ста-билитр и стабисторов U стабилизации и последов-ть разработки.

7)Буква опр-ая различия в параметрах

Пример: КД202А

10.Выпрямительные диоды.

П/п.д.,предназн для выпр перем тона низк частоты наз-ся выпрям.д. В них исп-ся асимметрия ВАХ р-n-перехода. Выпр.д. по мощн подразд на:

1)малой(I_пр до 300 мА, U_обр до 1,2 кВ)

2)средней(I_пр=0,3…10А, U_обр=1,2кВ)

3)большой мощн(I_пр до 3кА, U_обр до 3,5кВ)

Параметрами выпр.д. явл-ся:

1)Допустимый выпрямленный ток(средн знач-е Iпр), определ как допустимое среднее за период, знач-е тока sin-соидальной формы при работе цепи с част 50 Гц в заданном диапаз-не температур.

2)Прямое падение U(U_пр на диоде при токе I_пр).

3)Max U_обр, классифицир при max раб t-ре.

4)I_обр, опр-ся при max раб t-ре и U_обр

Кремниевые д имеют по стравн с герм более высо-кую раб t-ру и U_обр, более низк цену и I_обр, но больш-ее Uпр.

Схема замещ имеет 2 эл-та: R_n и r_б.

10.Высокочастотные диоды.

Всч.д. предн-ны для раб-ты в цепях с част тока до сотен МГц, они подр-ся на :

1)Детекторные-исп-е для выпрям-я высокочастотного I и выд-я низкочастотного сигнала из модулированного колебания.

2)Смесительные-предназн для изм несущей частоты модулированного колебания.

3)Модуляторные-использ для модуляции высокочастотн колеб.

Для изготовл всч.д. исп-ся спец технологии позвол-е ↓ емкость д-да C_д.Параметрами этих диодов, кроме указ для выпрям диодов явл-ся предельная раб час-тота.

Схема замещ:R_n, r_б, С_д, С_б, L_в.

10.Импульсные диоды.

Они предназн для работы в качестве ключа с двумя состояниями: открыт- когда R д мало,закрыт – когда R д велико.Время перехода из одного сост в другое опр-ся быстродействием аппаратуры с этими д-ми.

Длительность проц-са перекл имп.д. из закр сост в откр опр временем накопл необх конц неравновесн-ых носителей в близких к p-n-переходу слоях за счет их дифф ч/з переход. В рез-те Uпр на д при его отпирании U_примп имеет > вел-ну, чем в установ режиме U_пр.Это наз-ся имульсн прям напряж-ем д-а, а интервал времени в теч которого U на д-де уст от U_примп до 1,1U_пр наз-ся временем установления,t_уст.

Переключение д-да из откр сост в закрытое сост хар-ся резким увел обр тока до вел-ны I_обримп и наличием интервала t изм Iоб до низк знач-я. Это обусл-но втягиванием неосн носит-ей зар-да обратно в р-n-переход под действ Uобр и их рекомбинацией с осн носителями з-да.Временем восст-я аппаратно-го сопр-я t_вос наз-ся интервал времени от момента прохождения тока ч/з 0 после перекл диода с задан-ного I_пр на заданное U_обр до мом-та достиж-я I_обр зад-анного низкого значения.По t_вос имп. диоды дел на:

-высокого быстродействия t_вос<10нс

-среднего быстродействия 10нс<t_вос<100нс

-низкого быстродействия t_вос>100нс

10.П/п стабилитроны и стабисторы.

Д-ды в кот исп св-во незначительного изм Uобр на p-n-пререходе при электр(лавинном или туннельном) пробое наз-ся п/п стабилитроном.

11.Общие сведения от тр-рах.Маркировка.УГО.

Неполярн тр наз-ся 3-х электродный п/п прибор, имеющий 2 ЭДП и предназн для усил электр-их сигналов по мощности.

В завис-ти от чередов-я обл различ p-n-p и n-p-n. Их п/п структ-ра и УГО:

р-n-p n-p-n

Одну из крайних обл п/п структ-ры легируют сильнее чем другую.Ее исп для инжектирования носит заряда в средн обл и наз-ют эмиттером. Другая крайн обл наз-ся коллектором, функц которого яв-ся сбор носит заряда, пошедших ч/з базовую обл. Пластина п/п явл основ-ем конструкции и наз-ся базой. Переходы обр с базой наз-ся соотв эмиттерный(Э) и коллекторый(К).В обоих типах тр функции слоев и принцип действ аналог.Отличие их в том что измен тип носит заряда, приход в базу.В p-n-p –дырки,в n-p-n – эл-ны.Букв-цифр маркировка аналогична марк диодов:

1) Буква-материал п\п

2)Буква Т-биполярные П-полевые

3)Цифра указ мощн и частотн св-ва :

Мал 1-низк част с f_гр=3 МГц

мощн 2-средн част с f_гр от 3 до 30 МГц

Р_к<0,3Вт 3-выс част с f_гр>30 МГц

Сред 4-низк част с f_гр=3 МГц

мощн 5-средн част с f_гр от 3 до 30 МГц

Рк=0,3-1,5Вт 6-выс част с f_гр>30 МГц

Больш 7-низк част с f_гр=3 МГц

мощн 8-средн част с f_гр от 3 до 30 МГц

Рк>1,5Вт 9-выс част с f_гр>30 МГц

12.Схемы включения тр и дифференц парам-ры.

В завис от того какой электрод явл общим для вх и вых цепей разл 3 схемы вкл тр: с ОК,ОБ,ОЭ.

ОБ ОЭ ОК

Согласно (I_э=I_k+I_б (1)) при возр I_э на вел-ну ∆ I_э возр также и ост токи. I_э+∆ I_э= I_k+∆I_k+I_б+∆I_б (2)

Вычтем (1) из (2) : ∆I_э=∆I_k+∆I_б

отношение приращ вых тока к вызывающему его приращ вх тока при неизм U вых цепи наз-ся коэф (диффренц) прямой передачи по току.Для сх с ОБ: ток вх- I_э, вых-I_к поэтому для сх с ОБ коэфф пр предачи по току α=∆I_k/∆I_э при U_к=const (3)

В усил режиме в схеме с ОБ α_и ≈ α. Из (3) можно найти приращ I_к: ∆I_k= α*∆I_э(4). ∆I_б=∆I_э- ∆I_k подставим сюда (4): ∆I_б=∆I_э- α*∆I_э= ∆I_э(1± α)(5)

В схеме с ОЭ вых током явл I_к, вх-I_б, поэтому коэфф прям перед по току: β=∆I_к/∆I_б при U_к=const

Коэфф β можно выр-ть ч/з α: β= α*∆I_э/(∆I_э(1± α))=α/(1- α)≈1/(1- α) т.к. α≈1 (6)

Отсюда видно что чем ближе α к 1 тем больше коэф β. Из (6)=> β(1- α)= α; β- β *α= α ; α= β/( β+1) (7)

В схеме с ОК вых ток –I_э вх-I_б , коэфф пр перед по току в сх с Ок ≈1 и опр по ф-ле:

∆I_э/∆I_б=∆I_б/(∆I_б(1- α))=1/(1- α) =1/(1- β/(β+1))= (β+1)/( β+1- β)= β+1≈ β т.к. β>>1.

При работе тр-ра в линейном реж-ме на практике исп след равентсва: α≈ α_и=I_к/I_э (8) β≈ β_и= I_к/I_б (9)

I_к>> I_б>> I_кбо. Зная α и β по (8) и (9) можно опр токи

I_к ;I_б ; I_э

I_к≈ α I_э

I_э= I_к/ α

I_б≈ I_к/ β

I_б≈ I_э(1- α)

В схеме с ОЭ при отсутствии I_б ч/з тр протекает сквозн ток I_кэс, аналогично току I_кбо в сх с ОБ. По-дставим (1) в выр-е I_к= α I_э+ I_кбо при I_б=0 и получим

I_кэс= I_кбо/(1- α)= I_кбо(β+1)

13,14,17,18.Принцип действия тр и его стат парам.

Рассм тр типа p-n-p при подкл к нему ист питания и распр потенциала вдоль структуры. При подкл кол. к напр U_к происх обр смещ-е кол-го перехода и в цепи кол поя-вл слабый ток – это обр ток кол I_кбо.Этот ток явл-ся одним из важн парам тр и представ собой ток ч/з кол перех при заданном обр напр U_кб и разомкн выводе эмиттера.

При подкл U_э происх прям смещ э-го перех-да и в цепи появл ток I_э который в осн опр-ся Iдиф и имеет эл и дырочн составл-е. Технол изготов тр та-кова что э имеет ↑ конц осн носит(в p-n-p –дырок), а в базе таковых мало,то дырочная сост Iэ у тр >> эл сост (I_{э дыд}>>I_эп). I_эп замык ч/з цепь базы и не участв в созд Iк. Дифф е-нов из базы в э восполн прито-ком к базе е-нов из внешн цепи, что и опр-ет напр Iэп. Для цепи базы I_эп явл одной из сост тока базы.Инжектированные из э в б дырки под действ дифф, стремящиеся выровн их конц по всему объем базы перем в напр к. Приближ к обратоно-смещ-му кол перех дырки как неосн носители безпреп проходят из б в к увел-я Iк.Некоторое кол-во дырок при их движ к базе рекомбинирует с е-ми что вызывает доп приток е-ов в базу из внешн цепи т.е. наличие рекомбинир-ой сост-ей I_эрек Iэ, также явл-ся сост тока базы.За счет соотв констр тр на к попадоет больш инжектированных в базу дырок поэтому I_эрек>>I_кр Вел-на, α_инт=I_кр/I_э=0,95-0,99 (1) наз-ся статич или интегр коэфф передачи тока э. Он показывает какая часть тока э замыкается ч/з кол це-пь.По 1 з-ну Кирх I_э=I_k+I_б (2),где I_э=I_эп+I_эрек+I_кр , I_б=I_эп+I_эрек+I_кбо; I_k=I_kp+I_кбо; исп (1) и(2) получим: I_k= α_интI_э+ I_кбо наряду с α_инт часто исп статический(интегр) коэфф передачи тока базы β_и=I_кр/(I_эп+I_эрек)=(I_к-I_кбо)/(I_б+I_кбо)(3)

Статит параметры измер в стат режиме при неизм токах и напр.

19. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОБ; модуляция шири-ны базы. Тр-р в каждой схеме включения хар-ся 4 семейства-ми статических хар-тик: 1) I_к=f(U_к) при I_вх=const–это выходные или колл-ые хар-ки; 2) I_вх=f(U_вх) при U_к=const– входные хар-ки; 3) I_к=f(I_вх) при U_к=const – хар прямой передачи по току; 4) U_вх= =f(U_вых) при I_вх=const – хар обратной связи по U. Знаки I и U при построении хар-тик не учитываются. Входные (эмм-ые) стат хар тр в схеме с ОБ пред собой зависимость I_э=f(U_эб) при U_к=const.

Входная хар-ка при Uк=0 подобна прямой ветви ВАХ. При подаче на p-n-p тр отриц-го колл-го U, вх хар-ка смещается влево. Влияние U_к на положение вх хар-ки свидетельствует о наличие в тр внутр обратной связи. При подаче или увел по модулю U_к появл-ся или увел-ся I_кбо и ум-ся составляющая I_эрек из-за расширения К перехода и соответствующего этому ум-ие ширины Б. Этот эффект наз модуляцией ширины базы. Выходные (колл-ые) хар-ки тр в схеме с ОБ пред собой зависи-мость I_к=f(U_к) при I_э=const.

Вых хар-ка при I_э=0 явл обратной вествью ВАХ диода. Увел-е I_э ведет к сдвигу хар-ки вверх и влево. При обратносмещенном К переходе наблюд-ся незначительное ув-ие наклона хар-к при повышении I_э. Это объясняется косвенным влиянием U_к на вел-ну I_кр, т.е.с ув-ием U_к ум-ся толщина Б и I_эрек, ═> I_кр несколько ув-ся. При относительно больших I_э вых хар-ки сближаются, т.к. при этом происходит относит-ое ув-ие I_эрек и I_эн, т.е. статич-ий коэф прямой передачи по току α ум-ся.

19. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОЭ. Вх и вых статич хар-ки пред собой зависимости: I_б=f(U_бэ) при U_к=const; I_к=f(U_к) при I_б=const:

При U_к=0 нулевая вх хар-ка пред собой суммарную хар-ку Э и К переходов, соединенных ║ и подключенных к источнику пи-тания в прямом направлении, т.е. I_б=I_э+I_к. Отключ-ие К несущ-но влияет на вх хар, т.к. I_б в основном опр-ся r_б. При небольшом отриц U на К I_к меняет свое направл на обыч-ное и I_б становится разностным I_б=I_э-I_к. В рез-те I_б резко ум-ся, а вх хар располагается значительно ниже нулевой. При дальне-йшем ув-ии по модулю U_к вх хар незначит-но смещается впра-во и практически сливается с хар-ми, снятыми при дальней-шем ув U_к. Вых хар-ки – это зависимости I_к от U_к, при различ-ных знач I_б=const. Нулевая вых хар про-ходит ч/з начало координат и в рабочей области, т.е. │U_к│≥1 В располагается на уровне β_и∙I_кбо. При ув-ии I_б вых статич хар-ки сдвигаются вверх и по сравнению с общей Б имеют примерно в β раз больший наклон и более разковыраженное сближение при значительных I_б. Статич ВАХ тр с ОЭ и ОК примерно одинаковы.

20,21Схемызамещения транзисторов. СЗТ могут соответство-вать их физ пар-рам, а также пар-рам, харак-щим их как линей-ный 4-х полюсник. Достоинство: они наглядны и непоср-но хар-ют физ св-ва 3-х слойной п/п структу-ры. СЗТ в физ пар-рах предс в виде Т-образной схемы. Для включ тр-ра с ОБ и ОЭ они имеют вид:

Эти схемы справедливы для лин уч-ков статич-ких ВАХ тр-ра, для малых изменений I и U. Пар-ры СЗ с ОБ: 1) r_э=dU_эб/dI_э=φ_т/I_э (U_кб=const) дифференц сопр эм-го перехода позволяет учесть связь м/у U и I_э; 2) объемное сопр Б r_б. Опр-ся в напр-ии протекания Iб в слое Б от границы Э перехода; 3) эквивал-ый источник тока αI_э. Он учитывает транзитную составляющую приращения I_э, про-ходящую ч/з Б в К; 4) r_к=dU_кб/di_к (I_э=const). Дифферен-ое сопр К перехода (включ в обратном напр). Оно учитывает измене-ние I_к с изменением U_кб вследствие модуляции ширины Б; 5) источник напряж μU_кб. Он опр-ет напряж внутр полож обратной связи и отражает влияние эффе-кта модуляции Б на вх цепь тр-ра.; 6) емкости Э и К пере-ходов С_э, С_к. Диф-ая и барьерная емк-ти Э перехода больше таковых К перехода; 7)α=dIк/dI_{э]Uкб=const}-диффер коэф передачи тока. Зависит от частоты усиливаемого сигнала; 8) Граничная частота f_α, при к-ой модуль α ‌ ум-ся в √2 раз.

В Т-образной СЗТ с ОЭ пар-ры r_э и r_б имеют тот же физ смысл, что и в схеме с ОБ. Источник тока здесь показан, как βI_б, т.к. вх током в этой схеме явл I_б. Сопр К перехода r*_к=r_к/(β+1), ана-логично С*_к=С_к(β+1) и влияние ее в обл-ти повышенных час-тот значительно больше, чем С_э, поэтому С_э обычно не учиты-вают. Граничная частота f_β=f_α/(β+1), т.е. частотные св-ва тр-ра в схеме с ОЭ хуже, чем в схеме с ОБ.

28.29 Полупроводниковые стабилизаторы

Для питания электронных устройств используются источники питания, к стабильности напряжения которых предъявляются высокие требования. Для удовлетворения этих требований в качестве источников электропитания электронной аппаратуры используют стабилизаторы напряжения. По используемому принципу действия полупроводниковые стабилизаторы напряжения (ПСН) делятся на параметрические и компенсационные. В первом типе ПСН используется постоянство напряжения на некоторых видах приборов при изменении протекающего через них тока. Примером такого прибора является стабилитрон. Во втором типе ПСН задачу стабилизации напряжения решают по компенсационному принципу, основанному на автоматическом регулировании напряжения, подводимого к нагрузке. По режиму работы различают ПСН непрерывного и импульсного действия.

В ПСН непрерывного действия регулирующий элемент (РЭ) работает в активном режиме и стабилизация выходного напряжения осуществляется непрерывно за счет компенсации изменения напряжения на нагрузке изменением напряжения на РЭ. В ПСН импульсного действия РЭ работает в импульсном, т.е. ключевом, режиме. В импульсном ПСН энергия поступает от источника прерывисто. При этом возможно 2 режима регулирования напряжения на нагрузке: 1. при постоянной частоте; 2. при постоянной длительности импульсов изменением их частоты.

Импульсные стабилизаторы имеют следующие достоинства по сравнению с ПСН с непрерывным регулированием:

• в несколько раз меньше мощность рассеяния регулирующего транзистора;

• более высокий КПД;

Недостатки:

• большая величина пульсации U_ВЫХ;

• большая сложность схемы;

• плохие динамические свойства при импульсном изменении тока нагрузки.

ПСН непрерывного действия имеют высокий коэффициент стабилизации, низкое выходное сопротивление и малую величину пульсации выходного напряжения. По месту включения РЭ относительно нагрузки ПСН делятся на параллельные и последовательные. В первых из них регулирующий транзистор включается параллельно нагрузке, а во вторых – последовательно с ней.

Параметрами ПСН являются:

1. коэффициент стабилизации К_СТ, показывающий во сколько раз отношение приращения напряжения на выходе ПСН меньше вызвавшего его относительно приращения напряжения на входе. .

2. Выходное сопротивление R_ВЫХ, характеризующее величину изменения выходного напряжения при колебаниях тока нагрузки:

при U_BX = const.

3. Дрейф выходного напряжения и тока, возникающий при неизменных величинах как U_ВХ, так и I_ВЫХ.

Как правило, величина дрейфа соотносится либо с температурой, либо со временем работы стабилизатора и измеряется как приращение U_ВЫХ или I_ВЫХ в заданном диапазоне температур или за единицу времени.

4. Коэффициент КПД. Он характеризует собой отношение мощности, выделяемой нагрузке в номинальном режиме к мощности, потребляемой из сети: .

5. Допустимый диапазон регулировки выходного напряжения и тока, внутри которого сохраняется заданная степень их стабилизации. ;

6. Коэффициент пульсации выходного напряжения, равный отношению амплитуды пульсаций к среднему значению U_ВЫХ: .

28.29

30.31. Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения.

По сравнению с параметрическими компенсационные ПСН имеют более высокий коэффициент стабилизации и меньшее выходное сопротивление. Их принцип действия основан на том, что изменение напряжения на нагрузке усиливается и подается на РЭ, препятствующий изменению напряжения на нагрузке.

Структурные схемы параллельного и последовательного компенсационных ПСН имеют вид:

На структурных схемах:

• РЭ – регулирующий элемент;

• У – усилитель постоянного тока;

• R_H – нагрузка;

• ИОН – источник опорного напряжения, т.е. это источник неизменного во времени и с широком интервале температур напряжение;

• R_Б – баластный резистор.

Общий принцип действия стабилизатора напряжения заключается в воздействии на РЭ управляющей схемы, состоящей из усилителя У и источника ИОН. В функцию усилителя входит усиление разности напряжения на R_H и ИОН и подача усиленного сигнала на РЭ.

В схеме параллельного стабилизатора напряжения (СН) стабилизация напряжения на нагрузке осуществляется, как и в параметрическом СН, путем изменения напряжения на R_Б за счет изменения тока РЭ. При неизменном входном напряжении постоянству напряжения нагрузки соответствует постоянство напряжения на R_Б. Изменению тока нагрузки от 0 до I_Hmax соответствует изменение тока РЭ от I_Hmax до 0.

В схеме последовательного СН стабилизация напряжения на нагрузке осуществляется изменением напряжения на РЭ, т.е изменением сопротивления РЭ, а ток РЭ равен I_H.

Наличие РЭ в обеих схемах СН обуславливает потери энергии в них. Сравним эти схемы по КПД, исходя из одинаковых условий работы по U_BX, U_Н и I_H, а также учитывая, что потеря энергии в усилителе и ИОН значительно меньше, чем в R_Б и РЭ. Для параллельного СН определяющими являются потери в R_Б и РЭ, т.е.

.

Для последовательного СН определяющими являются потери в РЭ:

, т.е. на величину U_BXI_P меньше, чем в схеме параллельного СН.

Т.о., КПД последовательных СН существенно выше, чем параллельных. В связи с этим последовательные СН нашли большее распространение. Достоинством параллельных СН является их некритичность к перегрузкам по току и КЗ в нагрузке. В настоящее время разработано большое количество схем электронной защиты от КЗ и перегрузок для последовательных СН

33. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОЭ. Усилительный каскад на бип тр, включенном по схеме с ОЭ:

Пост-ые составляющие I-ов и U-ий опр-ют режим покоя или рабочую точку (I и U покоя). Ввиду того, что I_к ус-го каскада может протекать только в одном направлении, необх-мо, чтобы пост составляющие токов и U-ий были не меньше перем-х составляющих. Резисторы R_б и R_к задают токи покоя I_б и I_к. На резире R_к выделяется также и усиленное переменное U. Токи покоя: I_кп=(E_к-U_кэп)/R_к; I_бп=(E_к-U_бэп)/R_б≈E_к/R_б. Такая схема наз схемой с фиксирован-ным I_б. Конденсаторы С_р1, С_р2 явл-ся разделительными. Их R в раб диапозоне частот должно быть значительно меньше R_вх и R_н. Ус работает след обр: при полож-ом приращении Uвх, отриц-ое Uбэ уменьшается, I_б падает, поэтому ум-ся I_к, а отриц-ое U_кэ ув-ся, т.е. приращение сигнала на вых ус противоположно по знаку приращ вх сигнала. Т.о фазы вх и вых сигналов отличаются на 180гр.

Графический анализ схемы заключ в построении линий нагрузки на вых ВАХ, т.е. зависимости I_к от Uкэ при опр-ой величине R_к. Эта зав-сть линейна и строится по ф-ле: I_к=(Е_к-U_кэ)/R_к При подключении R_н ч/з разделительный конд-тор С_р2 эк-вивалентная нагрузка опр-ся парал-ным соединением R_к и R_н2. Величины I_к и U_вых будут опр-ся проекциями точек В′ и С′ на оси коор-т

36,37,39,40.Обратные связи в усилителях. ОС в общем виде наз-ют передачу энергии из вых цепи ус в его вх цепь. ОС м/б искус-ственной, вводимой для улучшения хар-ик ус и повышения стабильности его работы, а также паразитной, возникающей за счет нежелательного влияния вых цепей ус на его вх цепи. Сруктурная схема ус с ОС: на рис k – коэф ус-ия ус. ǽ-коэф передачи цепи ОС.

Различают ОС по I и по U. ОС по U - ОС, при к-ой сигнал обратной связи пропорционален U_вых и исчезает при КЗ нагрузки. ОС по I пропорциональна I_вых и сохраняется при КЗ нагрузки, т.к. сигнал ОС по I образ-ся на допо-лнительном резисторе, включ-ом в цепь I_вых. По способу подачи сигнала ОС во вх цепь различают: 1) последов-ую ОС, когда во вх цепи складываются U-я ОС и вх сигнала; 2) || ОС, когда во вх цепи склад-ся I вх сигнала и I цепи ОС. Если при введении ОС коэф усиления возр-ет, то такая ОС наз положительной (ПОС), если же коэф усиления ум-ся, то она наз отрицательной (ООС). По кол-ву каскадов, охватываемых ОС, она делится на местную, действующую в одном каскаде и общую, охватывающую весь ус или несколько каскадов. ОС м/б только по переменному I, только по пост I, а также по перем или пост I или U одновременно.

47. Генераторы синусоидальных колебаний. Ген-ром наз автоколебательная система, в к-ой энергия источника питания преобразуется в энергию колебаний. Структурн схема г-ра имеет вид:

Стр-ая схема содержит ус с коэф ус-я К, охваченный положит ООС с коэф передачи ǽ. Сущ-ние автоколебаний в этой системе возможно при выполнении условий:

1) ‌‌‌‌‌‌ к‌ ∙ ‌ ǽ ‌ ≥1; 2) φ_ц+φ_ǽ=2πk, где k=0,1,2… 1-ое условие при равенстве произведения 1 наз балансом амплитуд, а 2-ое – ба-лансом фаз. При выполнении этих условий случайное изменение U на входе ус усиливается в k раз, затем ослабляется в ǽ раз и снова появл-ся на входе ус в той же фазе. При ‌‌‌К‌ ∙ ‌ ǽ ‌ >1 амплитуда колебаний будет нарастать, а при нек-ом значении амплитуды коэф ус-я К ум-ся за счет нелинейности хар-ик транзисторов. При ‌‌‌‌‌‌ к‌ ∙ ‌ ǽ ‌ =1 происходит переход к установившемуся режиму работы. Соответвтвующий этому режиму ‌‌‌‌‌‌ к‌ =1/ ‌ ǽ ‌ наз критическим. Если условия самовозбуждений 1 и 2 будут выполняться для одной частоты или низкой полосы частот, то колебания системы будут синусоидальными.

35. Расчет ус-ля с ОЭ с помощью экв-ной схемы в области средних частот. Эквивал схема в области ср частот:

Генератор тока βI_б нагружен на 2 ׀׀-ые цепи: 1) r_к^*; 2) R_кн+r_э. Опр-им I_к,: I_к=βI_б[r_к*/(r_к*+R_кн+r_э)]≈βr_к*/(r_к*+R_кн)∙I_б. βе=β[r_к*/(r_к*+R_кн)] – эквив- ый коэф передачи по I в схеме с ОЭ. Тогда I_к=βеI_б и эквивал-ая схема ус принимает вид:

В этой схеме в вых цепи включен идеа-льный генератор тока, вел-на к-ого зав-ит от R_кн, при R_кн<<r_к^*, βе≈β, а при R_кн→∞, βе=0. R_вх=U_вх/I_вх=U_бэ/I_б. Из схемы видно, что U_вх=I_б(r_э+r_б)+βeI_бr_э= =I_бr_б+I_б(βe+1)r_э, откуда r_вх=U_бэ/I_б=r_б+(βe+1)r_э. Со стороны зажимов источника вх сигнала R_вх сниж-ся, т.к. вход ус зашунтирован резистором R_б, т.е. R_вх=r_вх ׀׀ R_б. Коэф усиления по I: к_i=I_вых/I_вх=I_к/I_б=βе при отсутствии рез-ра R_н.

Если нагрузка подключена ч/з разделительный конд-р, то коэф I по отношению к нагрузке: к_iн=I_н/I_б=(I_н/I_к)∙(Iн/I_б)= βе[R_к/(R_к+R_н)] отсюда видно, что с ростом R_н коэф к_iн ум-ся. Усиление по от-ношению к I генератора вх сигнала: к_iк=I_н/I_г=(I_н/I_г)∙(I_б/I_г)= =βе[R_к/(R_к+R_н)∙R′_г/(R′_г+r_вх)], где R′_г=R_г ׀׀ R_б (R_г параллель с ре-зистором R_б), а R_г – сопр эквив-ого источника тока I_г. Коэф. ус-я по U: K_U=U_вых/U_вх=I_к∙R_кн/I_б∙r_вх=βeR′_кн/r_вх=K_i∙R_кн/r_вх. Коэф ус по отнош к ЭДС вх сигнала: K_Uг=U_вых/E_г=U_вых/U_вх∙U_вх/E_г= =K_U∙U_вх/Е_г.

E_г=I_г(R_г+R_вх); U_вх/E_г=I_вх∙R_вх/I_г(R_г+R_вх)=R_вх/(R_г+R_вх)

К_uг=βeR/r∙ R_вх/(R_г+R_вх);R_вх=r_вх║R_б при больших R_б, R_вх≈r_вх, тогда К_uг≈βe∙[R_кн/(R_г+r_б+r_э∙(βe+1))]=βe=R_кн/R_г+r_вх. Коэф ус-я по Р:К_р=Р_вых/Р_вх=U_вых∙I_вых/U_вх∙I_вх=K_U∙K_i.

Когда R_г=R_вх, коэф ус по Р: К′_р=Р_вых/(Е_г∙I_г/4)= 4К_uг∙K_iг. Из эквивал схе-мы видно, что R_вых опр-ся в основном ׀׀-ым соединением r_к^* и R_к, т.к. обычно r_к^*>>R_к, то в первом приближении можно считать, что R_вых≈R_к и составляет единица кОм. Полное выр-е для R_вых имеет вид: R_вых=R_к║[r_к*+r_э║r_б/(β+1)]. Вывод: ус с ОЭ обла-дает R_вх порядка единиц кОм или сотен Ом, К_u>>1, К_i>>1. R_вых на зажимах тр-ра имеет порядок r_к^*, а со стороны зажимов нагрузка R_вых≈R_u. Фаза U_вых противоположна фазе U_вх

41. Ус-ли пост-го тока (УПТ). УПТ предназначены для ус-я медленно изменяющихся во времени сигналов, частота к-ых м/б близка к 0. Поэтому в УПТ связь м/у каскадами осущ-ся непоср-но или элементами, обеспечивающими связь по пост I. АЧК УПТ имеет вид:

Все изменения пост U на выходе одного каскада, воспринимаются и усиливаются всеми последующими каскадами. Самопроизвольное отклонение U на вых ус от начального значения наз дрейфом усилителя. Причины дрейфа ус: 1. нестабильность U источников питания; 2. темпер-ая и вре-менная нестабильность пар-ров тр-ров и резисторов; 3. низкочастотные шумы и помехи. Опред-ие величины дрейфа производится при закороченном входе УПТ путем измерения ∆U_{вых дрейфа} за опред-ый промежуток времени. Для сравнения различ-х ус используется понятие приведенного дрейфа: ℮_др=∆U_{вых др}/К_u. Схема двухкаскадного однотактного УПТ имеет вид:

Тр-ры в ус включены по схеме с ОЭ, а кол и базы тр-ров соседних каскадов соединены непосредственно. Для выравнивания потенциала кол-ра VT1 и базы VT2 в цепь эмм-ра VT2 включен резистор Rк2. Одновременно рез-ры R_э1 и R_э2 осущ-ют термостабилизацию начального режима каскадов ус.

Источник U_{комп.вх} необх-им для того, чтобы при ℮_др=0, U_бп1 соответ-ло требуемому значению U в режиме покоя и I ч/з исто-чник сигнала были =0. Нагрузка R_н включена м/у кол-ром VT2 и средней точкой делителя R3, R4. Это необх-мо для того, что-бы U_н было =0, при ℮_др=0. Коэф ус-я по U. R_к║r_вх≈R_к, r_вх>>R_г. K_U1≈βe₁[R_к1║r_вх2/r_вх1]≈βe₁∙R_к1/βe₁∙R_э1=R_к1/R_э1. K_U2≈βe₂[R_к2║(R_н+ +R₃║R₄)]/r_вх2≈[R_к║(R_н+R₃║R₄)]/R_э2≈(R_к2║R_н)/R_э2 при условии R_н>>R₃║R₄. K_u=K_u1∙K_u2= R_к1/R_э1∙(R_к2║R_н)/R_э2. С ростом числа каскадов, потенциал базы от каскада к каскаду становится бо-лее отриц-ым, поэтому R_э необх-мо увеличивать, а R_к – умень-шать. Получение больших К_u в однотактных УПТ затруднено.

42.43 Операционные усилители. ОУ – ус, с помощью к-го мож-но строить узлы аппаратуры с пар-ми практически зависящими только от свойств цепи ООС, подключенной к ОУ. Операционными они названы потому, что первоначально использовались гл образом для выполнения разл матем-их операций над аналоговыми величинами. В наст время осн-е назначение ОУ – это построение схем с фиксированным К_u и точно синтезированной передаточной хар-кой. ОУ исп-ся для построения стабилизаторов U, генераторов аналогового и импульсного сигнала, активных фильтров, масштабирующих, логариф-щих, диффер-щих, интегрир-щих и др усилителей. Основной ОУ явл ОПТ с верхним каскадом ус-я по диф схеме. ОУ име-ют 2 входа: неинвертир и инвертирующий. Промежуточные каскады ус-я как правило также строятся по балансной схеме и предназначены для получения большого К_u. Вых каскад согласует большое R_вых каскадов ус-я с низкоомной нагрузкой. Обычно он вып-ся по 2-х тактной схеме. ОУ получает питание от 2-х симметричных источников, обеспечи-вающих одинак по величине положит и отриц амплитуды U_вых. УГО:

∆-ки в УГО обращены одной из вершин вправо, что символизирует направление передачи сигнала.

44. Инверт сумматор, интегратор, дифференциатор на ОУ.

Инвертирующий ус – это ус, инвер-ий фазу вых сигнала относ-но входного. Его схема имеет вид:

Если принять, что R_вхОУ→∞, то I_вхОУ=0. В этом случае I_вх=I_ос (U_вх-U_о)/R1=-(U_вых-U_о)/R_ос (1). Если К_U→∞, то U_о=U_вых/ /К_U→0. В этом случае U_вх/R1=-U_вых/R_ос. Т.о. К_U=U_вых/U_вх, опр-ся пар-рами внеш-х эл-тов К_Uинв=-R_ос/R1. Если R_ос=R1, то К_Uинв=-1 и получаем повторитель сигнала, т.к. U₀≈0, то R_вхинв=dU_вх/di_вх=R1, а R_вых=[R_выхОУ(1+ +R_ос/R1)]/К_U (4) при К_u→∞, то R_выхи→0.

Инверт сумматор пр собой инв ус с несколькими ║-ми ветвями на входе:

Как правило R_ос=R1=R2=…=R_n<<R_вхОУ. При этом можно считать, что I_вхОУ=0, тогда I_ос=I₁+I₂+…I_n и U_вых=-(U₁+U₂+…U_n). Для того, чтобы они имели разное ус-е, изменяют сопрот резисторов R_i: U_вых=-(R_ос/R₁∙U₁+ R_ос/R₂∙U₂+…+R_ос/R_n∙U_n).

Интегратор. Его схема имеет вид:

При R_вхОУ=∞, I_вхОУ=0, тогда I_к=I_с или U_вх/R=-СdU_вых/dt. Откуда U_вых=-1/RC∫₀^t0U_вхdt+ +U_вых(0). U_вых(0) – U_вых при t=0. Диаграмма работы интегратора:

Пост времени интегри рования τ=R∙С опр-ет наклон линейного уч-ка на диагремме U_вых. Масштаб интегр-я выбирают т.о., чтобы за время интегрирования U_выхОУ не достигало величины U^-_вых. Разряд конд-ра С происходит с пост вр τ разряда: τ₀=С(R+ +R_выхОУ). Для сокращения вр разряда ║-но конд-ру С подключают транзисторный ключ.

45.Использование ОУ для реализации звеньев систем регулирования.

Неинвертирующий ус. Схема подключения ОУ имеет вид:

Т.к. U_о≈0, то U на входах ОУ будут:U^-_вх=U⁺_вх, т.е. U_вх=U_вых[R1/(R_ос+R1)]. Откуда К_Uн=1+R_ос/R1. При R_ос=0 и R1=∞ приходим к схеме повторителя с К_Uп=1, его схема имеет вид:

R_вх неинв ус опр-ся R_вхОУ и очень велико, а R_вых→0, согл ф-ле (4). R_вх опр-ся по ф-ле: R_вхн=R_вхОУ∙К_U/К_Uн. Для повторителя U К_Uп=1 и R_вхп=R_вхОУ∙К_U; R_выхп=R_выхОУ/К_U.

Неинвертирующий сумматор выполняется на основе неинв ус.

При U_о=0, U_вхи=U_н=R1/(R1+R_ос)∙U_вых. При R_вхОУ→∞, то I⁺_вх= =0, ═> ∑_v=1ⁿI_i=0. Выразим их ч/з U и R: (U₁-U_н)/R+(U₂-U_н)/R+…+(U_n-U_н)/R=0. Отсюда U₁+U₂+…+U_n=nU_н=nR1/(r1+R_ос)∙U_вых ═> U_вх=(R1+R_ос)/nR1∙(U1+U2+…+U_n). Обычно R1 и R_ос выбирают, чтобы (R1+R_ос)/nR1=1.

46. Импульсный режим ОУ. Компараторы.

При использовании ОУ в импульсном режиме на его входы подаются напряжения, превышающие их при работе в линейном режиме, поэтому выходное напряжение ОУ в импульсном режиме равно его максимально возможной величине U_ВЫХ⁺ или U_ВЫХ^-.

Работу ОУ в импульсном режиме рассмотрим на примере компаратора, осуществляющего сравнение измеряемого U_ВХ с опорным U_ОП.

Опорное напряжение представляет собой неизменное по величине и полярности напряжение, а входное изменяется во времени. При достижении U_ВХ уровня U_ОП происходит изменение полярности выходного напряжения ОУ. При U_ОП = 0 компаратор осуществляет фиксацию момента перехода U_ВХ через 0. в этом случае его еще и называют «нуль органом».

На рис. а приведена схема компаратора, на рис. б – диаграммы его работы, на рис. в – передаточная характеристика компаратора.

Выходным напряжением ОУ U₀ является: U₀ = U_ВХ – U_ОП, поэтому при U_ВХ < U_ОП, т.е. U₀ < 0, выходное напряжение ОУ: U_ВЫХ = U_ВЫХ⁺, а при U_ВХ > U_ОП, т.е. при U₀ > 0 : U_ВЫХ = - U_ВЫХ^-.

За счет большого коэффициента усиления ОУ малейшая разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами, т.е. между U_ВХ и U_ОП, приводит к скачкообразному изменению полярности выходного напряжения ОУ.

При изменении подключения входного и опорного напряжений по входам произойдет инверсия передаточной характеристики компаратора (пунктир на рис. в).