Садомовский А.С. Приемо-передающие радиоустройства и системы связи (2007)
.pdfб) Работа на линейном участке |
|
|
|
ig |
S |
|
S |
|
S(U) |
|
|
|
Iд(U) |
|
|
|
|
Smax |
|
|
|
|
θ |
U |
|
ωГ t |
|
0 θ |
||
|
UГ |
2θ |
|
|
|
|
|
|
UmГ |
|
|
ωГ t
Рис. 3.36
В этом режиме крутизна аппроксимированной характеристики НЭ под действием напряжения гетеродина изменяется скачком. Поэтому этот режим часто называют ключевым («включено» − Smax; «выключено» S=0).
Функция крутизны имеет вид последовательности прямоугольных импульсов. При разложении этой функции в ряд Фурье можно получить:
S0 |
= |
θ |
Smax |
Sm1 = |
2 |
sinθ Smax . |
(3.28) |
π |
|
||||||
|
|
|
|
π |
|
При условии большой амплитуды UmГ можно считать угол отсечки θ=π/2.
Тогда |
S0 |
= |
1 |
Smax ; |
Sm1 |
= |
2 |
1 Smax = 0,637 Smax . |
||||||
|
|
3,14 |
||||||||||||
2 |
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
μПР = |
SПР |
= |
|
|
Sm1 |
|
= |
0,637 |
= 0,637 . |
|
||||
S0 |
|
2 S |
|
|
|
|||||||||
|
|
|
0 |
|
2 0,5 |
|
|
|
||||||
КПР.СОГЛ = |
|
|
|
μПР |
= |
|
|
|
0,637 |
= 0,36 . |
||||
1 + |
|
|
|
0,637 + 1 − (0,637)2 |
||||||||||
|
|
1 − μПР2 |
|
Выводы. Диодные преобразователи частоты имеют коэффициент
преобразования меньше единицы КПР<1. КПР.(КЛЮЧ)=0.36, КПР(.КВАДР)=0.48. Достоинства диодных ПЧ:
111
-малый уровень собственных шумов; -отсутствует источник питания.
3.4.5 Сложные схемы диодных преобразователей частоты
Балансный преобразователь частоты (рис. 3.37). |
|
|
||
|
Тр1 |
Uд2 |
Тр2 |
|
|
UГ |
|
|
|
|
|
|
|
|
UC |
UC/2 |
Д1 |
UВЫХ |
Фильтр |
|
|
|||
ƒC |
UC/2 |
Д2 |
|
ƒПЧ |
|
|
|
|
|
|
UГ |
Uд2 |
|
|
|
|
|
|
UГ ƒГ
Рис. 3.37
Состав схемы:
-диоды Д1 и Д2 –нелинейные элементы;
-дифференциальные трансформаторы Тр1 и Тр2. Служат для согласования источника сигнала, фильтров и гетеродина со схемой преобразователя;
-фильтр, настроенный на частоту ƒПЧ – нагрузка преобразователя.
Схема симметрична относительно средних точек трансформаторов, к которым подключён гетеродин, и образует симметричный мост, который при полной симметрии схемы находится в равновесии (балансе). Отсюда и название схемы.
Принцип работы
Напряжение гетеродина UГ приложено к диодам в фазе, а напряжение сигнала – в противофазе, поэтому напряжение на диодах будет
Uд1= UГ+ UС/2; Uд2= UГ - UС/2;
Причём UГ − коммутирующее напряжение. Оно значительно больше UС
(UГ>> UС).
Оно изменяет состояние диодов. Диоды работают в ключевом режиме с импульсным изменением крутизны «включено», «выключено».
При UГ>0 диоды открыты S=max. При UГ<0 диоды закрыты S=0.
Поддействием двухнапряженийUГиUС черездиодыпроходяттокиiд1 иiд2.
U ВЫХ = A(iд1 −iд2 ),
где А – коэффициент пропорциональности, имеющий размерность Ом. Рассмотрим четыре случая (рис. 3.38):
112
UГ
t
UС |
t |
UВЫХ |
t |
|
Рис. 3.38
1)UГ>0; UС=0. Диоды открыты, токи диодов равны и направлены встречно.
UВЫХ=А(iд1 - iд2)=0.
2) UГ<0; UС − любой полярности. Диоды закрыты. iд1= iд2=0,UВЫХ=0.
3)UГ>0; UС>0; Uд1= UГ+ UС/2; Uд2= UГ- UС/2. Диоды открыты. iд1>iд2.
UВЫХ=А(iд1- iд2)>0 и изменяется пропорционально UС.
4)UГ>0; UС<0; Uд1= UГ - UС/2; Uд2= UГ + UС/2, iд1<iд2,
UВЫХ=А(iд1- iд2)<0 и изменяется пропорционально напряжению сигнала UС.
Вывод. В результате коммутации диодов с помощью UГ в схеме диодов проходит импульсный ток, который создаёт на нагрузке импульсное напряжение, амплитуда и полярность которого определяется напряжением сигнала. Сложная форма напряжения определяется наличием комбинационных составляющих. В составе спектра имеются: нечётные гармоники сигнала и комбинационные составляющие с частотами КƒГ±(2p-1)ƒC. В спектре отсутствуют гармоники гетеродина КƒГ, чётные гармоники сигнала 2pƒC и комбинационные составляющие гармоник гетеродина с чётными гармониками сигнала (КƒГ±2pƒC). В этом главное достоинство балансной схемы по сравнению с простой диодной. Также балансная схема остаётся работоспособной при выходе из строя одного диода (его пробое).
Спектр напряжения на выходе преобразователя (до фильтра) представлен на рис. 3.39.
113
А(ƒ)
ƒ
ƒC 3ƒC
C |
C |
3ƒ |
- ƒ |
- |
Г |
ƒ |
ƒ |
Г |
|
ƒГ
C |
C |
C |
C |
2ƒГ |
+ƒ |
3ƒ- |
-ƒ |
|
|
Г |
3ƒ+ |
Г |
Г |
|
ƒ |
ƒ |
2ƒ |
2ƒ |
|
|
Г |
|
|
|
Рис. 3.39
C |
C |
+ƒ |
|
Г |
+3ƒ |
2ƒ |
2ƒ |
|
Г |
3fГ
Кольцевой диодный преобразователь частоты (рис. 3.40).
Эта схема получила название кольцевой потому, что в ней диоды включены по кольцу. Её точнее бы назвать двойной балансной, т. к. она
представляет собой параллельное соединение двух балансных схем |
|||
преобразователей частоты. |
|
Uд2 |
|
|
|
|
|
Тр1 |
Д3 |
Тр2 |
|
Uд3 |
Д1 |
|
|
|
|
||
UC ƒC |
|
UВЫХ |
Фильтр |
Uд4 |
|
Д4 Д2 |
ƒПЧ |
|
|
Uд2 UГ ƒГ
Рис. 3.40
Пары диодов Д1, Д2 и Д3, Д4 коммутируются для UС поочередно, т. е. когда диоды Д1,Д2 открыты, Д3,Д4 закрыты, и наоборот. Напряжение сигнала создаёт противоположные токи в обмотках Тр2 при коммутации диодов Д1,Д2 и Д3,Д4
(рис. 3.41).
UГ |
t |
|
UС |
t |
|
UВЫХ |
t |
Рис. 3.41
114
Спектр выходного сигнала кольцевого диодного ПЧ в своём составе имеет комбинационные составляющие частот.
(2К-1)ƒГ ± (2р-1)ƒC .
Остальные составляющие спектра компенсируются. В этом главное достоинство схемы, т. к. значительно облегчается задача фильтрации ненужных продуктов преобразования.
Спектр выходного сигнала кольцевого ПЧ представлен на рис. 3.42.
А(ƒ)
|
|
|
|
fГ |
|
|
|
|
|
|
|
3fГ |
|
|
ƒ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
C |
C |
|
C |
C |
Г |
C |
C |
|
C |
C |
|||||
Г |
Г |
|
Г |
3ƒ+ |
2ƒ |
Г |
Г |
|
Г |
Г |
|||||
3ƒ- |
ƒ- |
+ƒ |
ƒ |
|
3ƒ- |
ƒ- |
+ƒ |
+3ƒ |
|||||||
ƒ |
ƒ |
ƒ |
|
3ƒ |
3ƒ |
3ƒ |
3ƒ |
||||||||
|
|
|
|
|
|
Г |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 3.42
Сравнивая спектр выходного сигнала рассмотренных схем диодных ПЧ, можно сделать вывод, что наибольшим достоинством обладает кольцевая схема, т. к. она обеспечивает компенсацию наибольшего числа составляющих продуктов преобразования (при условии полной симметрии схемы). Поэтому кольцевая схема наиболее часто используется в различных устройствах техники связи, в частности в радиоприёмных устройствах.
3.4.6 Транзисторные преобразователи частоты
Преобразователи частоты на биполярных транзисторах.
Недостатком диодных преобразователей частоты является их низкий коэффициент преобразования, меньший единицы. Преобразователи частоты на транзисторах имеют КПР>1.
В преобразователе частоты на биполярном транзисторе (рис.3.43) напряжение сигнала подаётся в цепь базы, а напряжение гетеродина − в цепь эммитера. В этом случае по отношению к сигналу транзистор включён по схеме с общим эммитером и имеет высокие усилительные свойства; а по отношению к гетеродину – с общей базой.
Разделение цепей сигнала и гетеродина устраняет:
-антенный эффект гетеродина;
-возможную синхронизацию гетеродина напряжением сигнала. В
противном случае ƒГ становится |
равным ƒС, и |
нарушается работа |
преобразователя. |
|
|
115
R2 |
|
|
ССВ |
|
|
|
|
|
L2 |
|
|
|
L1 |
С1 |
С2 |
|
|
|
UПЧ |
ƒПЧ |
|||
|
|
||||
|
|
|
|
||
R1 |
СЭ |
|
|
|
|
RЭ |
RФ |
СФ |
|
|
|
UC ƒC |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
+ ЕК -
Гетеродин
СБЛ
Рис. 3.43
Физический процесс в схеме преобразователя
Под действием напряжения гетеродина изменяется крутизна проходной характеристики транзистора G21 (рис. 3.44).
G21 iK |
iK(U) |
G21 |
G21(U)
G21т
G210
UБЭ |
t |
UБЭ0
UГ
t
Рис. 3.44
116
Начальная рабочая точка выбирается на средине квадратичного участка проходной характеристики транзистора с помощью делителя R1R2. При этом изменение крутизны под действием напряжения гетеродина осуществляется по закону близкому к линейному.
При подаче на вход транзистора с изменяющейся крутизной напряжения сигнала, в составе тока коллектора образуются комбинационные составляющие, в том числе и составляющая с частотой ƒПЧ=ƒГ-ƒC. Эта составляющая выделяется полосовым фильтром L1C1L2C2CСВ. Преобразователи частоты на биполярных транзисторах имеют низкую линейность преобразования, высокий уровень шумов и низкое входное сопротивление.
Преобразователи частоты на полевых транзисторах.
В преобразователях частоты используются двухзатворные полевые транзисторы (рис. 3.45).
СР |
|
|
|
R1 |
R2 |
|
|
UГ ƒГ |
|
|
|
СР |
|
LK |
RН |
|
|
|
|
|
|
|
Фи- |
|
СК |
|
LСВ льтр |
R3 |
СИ |
|
|
RИ |
|
|
|
UC ƒC |
СФ |
|
|
R
+ ЕК -
Рис. 3.45 |
СБЛ |
|
Напряжение UC подают на один затвор транзистора, а напряжение UГ − на другой. При этом достигается хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина. С помощью делителя R1R2 выбирается рабочая точка на средине квадратичного участка стоко-затворной характеристики.
Преимущества преобразователей на полевых транзисторах по сравнению с биполярными.
1.Близкая к квадратичной зависимость тока стока от напряжения затвор –
исток, при которой S(UЗИ) имеет линейную зависимость. Преобразование будет линейное с меньшим количеством комбинационных составляющих.
2.Большой динамический диапазон.
117
3. Малый уровень собственных шумов, т. к. полевые транзисторы работают без входных токов. И соответственно имеют большое входное сопротивление (сотни килоом –единицы мегаом).
3.5 Усилители промежуточной частоты
3.5.1 Общие сведения
УПЧ выполняют две важнейшие задачи в радиоприёмнике:
-обеспечивают основное усиление в приёмнике до величины, необходимой для нормальной работы детектора;
-обеспечивают основную избирательность по отношению к сигналам соседних станций.
По существу УПЧ отличаются от УРЧ тем, что они усиливают радиосигналы на постоянной более низкой частоте.
Вследствие того, что они должны обеспечивать основное усиление в
приёмнике (60 ÷120 дБ), число каскадов УПЧ может доходить до 10. Эта задача решается сравнительно просто, т. к. усиление радиосигнала производится на одной постоянной сравнительно низкой частоте.
Для обеспечения высокой избирательности по соседним каналам приёма УПЧ должны иметь характеристику избирательности близкую к прямоугольной. Частотная избирательность УПЧ определяется крутизной скатов его амплитудно-частотной характеристики: чем они круче, тем лучше избирательность.
К важнейшим характеристикам УПЧ также следует отнести полосу пропускания и связанный с ней коэффициент прямоугольности АЧХ УПЧ.
Полосой пропускания УПЧ П0,7 называется полоса частот, в пределах которой коэффициент усиления уменьшается не более чем в 2 раз, т. е. до уровня 0,707 Кmax (рис. 3.45).
1,0 К/Кmax
ƒПЧ ƒ
П0.7
П0.1
Рис.3.45
118
чИдеальной АХЧ по избирательности является характеристика прямоугольной формы. Степень приближения реальной характеристики к идеальной характеризуется коэффициентом прямоугольности Кп.
КП = П0,1 .
П0,7
Кп идеальной АХЧ равен единице. Кп реальной АХЧ больше единицы. Чем ближе Кп к единице, тем лучше избирательные свойства УПЧ.
В зависимости от необходимой полосы пропускания и требований по избирательности различают УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром, одноконтурные УПЧ с взаимно расстроенными контурами в каждом каскаде и УПЧ с фильтром сосредоточенной селекции.
3.5.2 Разновидности усилителей промежуточной частоты
Усилитель ПЧ с двухконтурным полосовым фильтром.
Такие УПЧ строятся на биполярных и полевых транзисторах. Их отличие от УРЧ заключается только в колебательной системе. Двухконтурная колебательная система строится с индуктивной (рис. 3.46), внешнеёмкостной (рис. 3.47) или с комбинированной связью.
СР
СР |
С1 |
L1 |
L2 |
С2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
R1 |
|
R2 |
|
R1 |
R2 |
RФ |
СФ |
|
|
СЭ |
|
UВХ |
RЭ |
|
|
|
|
||
СЭ |
|
|
|
RЭ |
|
||
|
|
|
|
+ |
|||
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
EК |
- |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 3.46 |
|
|
|
|
|
|
|
Ссв |
|
СР |
|
|
|
|
С1 |
|
L2 |
С2 |
|
|
СР |
|
L1 |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
||
R1 |
R2 |
RФ |
СФ |
|
R1 |
R2 |
СИ |
|
|
|
|||||
UВХ |
RИ |
|
|
|
RИ |
||
СИ |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
+ |
|
|
|
|
|
|
|
|
EК -
Рис. 3.47
119
Форма АХЧ, а, следовательно, и избирательность УПЧ определяется степенью связи между контурами.
Одноконтурные каскады УПЧ с взаимно расстроенными контурами в каждом каскаде.
В радиоприёмных устройствах СВЧ диапазона радиолокационных, радиорелейных и спутниковых систем связи часто возникает необходимость в обеспечении усиления в тракте промежуточной частоты до 120 дБ при полосе пропускания до десятков мегагерц. Такое усиление в широкой полосе возможно в многокаскадных УПЧ, когда каскады разбиваются на группы, каждая группа может содержать два, три, четыре и более одноконтурных каскадов, настроенных на различные частоты спектра усиливаемого сигнала. Количество усилителей в группе определяется требуемой полосой пропускания УПЧ, а количество групп – требуемым коэффициентом усиления.
Структура УПЧ с парами и тройками взаимно расстроенных одноконтурных каскадов приведена на рис. 3.48, а формирование соответствующих АХЧ – на рис. 3.49.
|
Вход УПЧ |
|
ƒ1<ƒПЧ |
|
ƒ2>ƒПЧ |
|
ƒ1<ƒПЧ |
|
f2> fПЧ |
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
У1 |
|
К1 |
|
У2 |
|
К2 |
|
У3 |
|
К3 |
|
У4 |
К4 |
… |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1-я пара |
|
|
|
|
|
|
2-я пара |
|
|
|
|
|
|
||||
Вход УПЧ |
|
ƒ1<ƒПЧ |
|
|
|
ƒ2>ƒПЧ |
|
|
ƒ3=ƒПЧ |
|
|
ƒ1<ƒПЧ |
|
ƒ2>ƒПЧ |
|
|
ƒ3=ƒПЧ |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
… |
|
У1 |
|
К1 |
|
У2 |
|
К2 |
|
У3 |
|
|
К3 |
У1 |
|
К1 |
У2 |
К2 |
|
У3 |
|
К3 |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
1-я тройка |
|
Рис. 3.48 |
|
|
|
2-я тройка |
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
К1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ |
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ |
||||
|
К2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ |
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ |
||||
|
К3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ |
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ |
||||
|
К4 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
КОБЩ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ |
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ |
||||
|
КОБЩ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ƒ
Рис. 3.49
120