Методы и средства передачи информации (Лекция №5)

ной характеристикой линии передачи информации выступает требование согласования линии. Действительно, в согласованном режиме процесс распространения каждого из импульсов вдоль линии заканчивается «исчезновением» сигнала нагрузке. В несогласованном режиме импульс от нагрузки (в разной мере) отразится и временнáя функция импульса на нагрузке предстанет в виде наложения прямой и отраженной волн, что исказит структуру импульса и может привести к искажению бита информации.

Отражения сигналов вызывают:

1)повышения напряжений из-за наложения прямых и обратных волн, опасные на входах логических каскадов из-за возникновения ложных срабатываний, а реже – из-за возможных пробоев входных транзисторов приемных логических схем;

2)искажения формы импульсов полезных сигналов на входах каскадов, которые также могут вызвать ложные срабатывания или задержку срабатываний логических элементов.

Ложные срабатывания (включения) цифровых цепей в длинных ЛС в основном определяются искажениями формы сигнала (импульса) вследствие распространения его вдоль частотно дисперсных по фазовой скорости (обладающих

r0 ≠0 , g0 ≠ 0, L0, C0) линий, а также из-за отражений в линиях (в основном из-за рассогласований на входах линии). Такая опасность возникает из-за появления ступенек на фронтах и спадах импульсов сигналов (характерно для выходов логических элементов передатчиков – входов ЛС) или, так называемых положительных и отрицательных искажений (как правило, на выходах ЛС – входах приемников). Формы описанных импульсных сигналов иллюстрирует рис. 5.5. При этом опасность возникновения ложных срабатываний обусловлена появлением нефункциональных перепадов напряжения, которые (при определенном уровне) могут быть восприняты логической цепью как импульс.

Заметим, что с точки зрения математического описания передача информационных сигналов в длинной линии соответствует переходному процессу в линии для каждого из импульсов.

11

а) б)

Рисунок 5.5 − Примеры искажения формы полезного сигнала из-за отражений в электрически длинной линии:

а− напряжение в начале линии; б− напряжение в конце линии

Частотный спектр информационных сигналов представляет интерес только с точки зрения воздействия дисперсионных свойств линии передачи (т.е. частотной дисперсии фазовой скорости и соответственно частотной зависимости сдвига фаз между частотными составляющими, формирующими импульсный сигнал) на степень искажений бита информации.

Для случайной (по времени возникновения каждого импульса) последовательности информационных взаимно независимых одиночных импульсов даже идеально прямоугольной формы спектр информационного сигнала можно представить в виде наложения частотных спектров каждого из них.

Спектр частот одиночно импульса представляет разложение в интеграл Фурье.

Для прямоугольного одиночного импульса длительностью τ физическая

плотность распределения амплитуд U (f ) имеет вид:

то есть представляется функцией интегрального косинуса сi(x). При низких час-

тотах, когда x = π f τ → 0, сi(x) →1, плотность спектра стремится к 2Umτ (к двойной площади импульса).

Учитывая большой диапазон изменения величин U (f ) (от конечных величин до значений функции сi(x), равных нулю), а также большой частотный диапазон, занимаемый спектром одиночного импульса, удобно U (f ) графически представлять в двойном логарифмическом масштабе.

12

По оси ординат (например, для напряжения) – в виде относительной (обычно относительно 1мкВ) величины, откладываемой в дБ в соответствии с ыражением:

где U ' (ω) представлено в размерности мкВ с,

U" (ω) – в размерности В с.

По оси абсцисс (частотной оси) применяют масштаб lg f.

В этом представлении распределение спектральной плотности одиночного прямоугольного импульса изобразится в виде, показанном на рис. 5.6.

Заметим, что:

Рисунок 5.6 – Спектральная плотность распределения напряжения одиночного прямоугольного импульса.

а– спектр импульса, б – вид импульса

1)при логарифмическом масштабе по оси абсцисс функция lg(1/f ) представляет прямую линию (это показано на рис 5.6);

2)сближение частот nf1 ci (нулей функции ci(x)) – результат логарифмиче-

ского масштаба по частотной оси;

3) в точках нулей функции ci(x) представление логарифма U( f ), дБ(мкВ с) стремится к минус бесконечности, однако необходимо понимать, что реально спектральная плотность U (f ) не имеет резких нулей ввиду неидеальности (не прямоугольности) фронтов импульсов.

13

В допущении пренебрежения различиями фазовых спектров множества одиночных независимых импульсов спектр информационного сигнала можно представить той же кривой, что представлена на рис. 5.6. Т.е. спектр информационного сигнала, состоящего из последовательности импульсов, также описывается зависимостью lg f. Отсюда следует вывод относительно допустимых пределов отличий в фазовых скоростях распространения сигналов на частотах спектра, который зависит и от свойств линий связи (их допустимых длин, связанных с особенностями дисперсионных свойств) и от возможностей устройств обработки информационных сигналов. Последнее определяет допустимые пределы искажения импульсов информационных сигналов, при которых устройства приема и обработки позволяют выделить достоверный сигнал из искаженных временных зависимостей.

Итак, искажения, возникающие при распространении информационных сигналов по линиям связи, связаны: 1) с рассогласованиями линии связи и нагрузок на концах линий; 2) с искажениями формы импульсов бит информации, связанными различиями в скоростях распространения сигналов на различных частотах составляющих спектра, формирующих импульс.

С ростом тактовых частот систем обработки и передачи данных, которые в настоящее время достигают в коммерческих ЭВМ значений около 5 гигагерц, растет и диапазон спектра частот, характеризующих импульс бита информации и информационный сигнал в целом. Это ужесточает требования к согласованию линий связи и уменьшению их дисперсионных свойств.

3. Особенности передачи информационных сигналов по длинным линиям

Кратко рассмотрим особенности влияния параметров длинных линий на искажения информационных импульсов. Обратим внимание на особенности возможных технических решений длинных линий.

14

Как отмечено в предыдущем параграфе, искажения информационных сигналов в линиях связи возникают ввиду рассогласования режима в линии передачи, т.е. в результате возникновения отраженных волн, и вследствие частотной дисперсии фазовой скорости распространения электромагнитных волн.

Кроме отражений от нагрузок на концах (т.е. на входе и выходе линий, ввиду отличия от волнового (характеристического) сопротивления входных сопротивлений цепей, подключаемых к ним) длинной линии, отражения сигналов в линиях появляются в результате неоднородностей в них. В зависимости от типа линии передачи это могут быть неоднородности в структуре диэлектрика в двухпроводных и коаксиальных линиях межблочных соединений или в сетевых присоединениях. Такие неоднородности обусловлены как технологическими причинами (неудовлетворительного исполнения − производственный брак), так и технологическими нарушениями при прокладке линий, например в результате недопустимо малых радиусов изгибов, повреждений механического характера и т.п.

В линиях передачи, внутри узлов и блоков, особенность которых заключается в применении так называемых полосковых структур, образованных проводящей «дорожкой» на поверхности плоского диэлектрика (см. рис. 5.7 (рис. 5.7.а из easyelectronics.ru)), неоднородности в линиях, как правило, определяются неоднородностями в плоских проводниках (проводящих дорожках), диэлектрике подложки. Такие линии применяются в платах гибридно-интегральных схем (ГИС) и платах типовых элементов замены (ТЭЗ).

На практике, детерминированные дискретные неоднородности в пределах ГИС обусловлены разветвлениями и изломами проводящих дорожек, а также входными и выходными сопротивлениями каскадов микроэлектронных устройств (МЭУ) цифровой логики. Реже случайные неоднородности возникают в результате технологических дефектов при выполнении проводников и диэлектрических материалов плат. В случае линий связи между узлами и блоками (ГИС, ТЭЗ и т.п.) отражения возникают в плоскостях подключений входов узлов и т.п. и являются следствием рассогласования.

15

а)

Рисунок 5.7 − Вид ТЭЗ (а) и схематическое изображение отрезков полосковых линий длиной l (б). Полосковые линии передачи образованы системами проводник 1 – масса и проводник 2 – масса. а − ширина проводящих дорожек; d −расстояние между ними; h − толщина диэлектрического основания (диэлектрической подложки)

Кроме конструктивных отличий, линии связи межблочных соединений и линии связи внутри узлов и блоков различаются электрическими длинами (характеризуемыми отношением физической длины линии к длине волны, что свя-

зано с величиной набега фазы βl = 2λπl при распространении электромагнитной

волны вдоль длинной линии). Так, при одной и той же тактовой частоте (например, для простоты оценок примемта4ктовую частоту равной 1 ГГц) отрезки

длинных линий в пределах ТЭЗ имеют электрические длины λl ≤ 0 , 5, а линии связи узлов и блоков наоборот характеризуются отношениями λl >1, а в случае создания сетей соответствует случаю >>1.

4.Способы уменьшения искажений сигналов

вдлинной линии

16

Уменьшение искажений формы информационных сигналов, а точнее формы импульсов бит необходимо для уменьшения вероятности ложных срабатываний. При этом в идеальном варианте можно стремиться к исключению ошибок в обработке информационных сигналов на основе поддержания идеальной формы импульсов бит. Однако, даже теоретически полностью исключить причины искажений формы импульсов бит в длинных линиях не представляется возможным, а стремление максимально уменьшить эти искажения вступает в противоречие с допустимыми экономическими затратами при реализации процесса. Причем, для обеспечения приемлемого уровня уменьшения искажений сигналов оказывается достаточно применять несложные рекомендации, которые различны для линий разного назначения.

Наиболее простой путь уменьшения вероятности ложных срабатываний логических схем за счет отражений (опасных искажений формы сигнала) – применение электрически коротких отрезков линий связи. Это возможно для линий в пределах ГИС и ТЭЗ. Приближенная оценка предельно допустимой критической

длины lкр для образования электрически короткой линии возможна по формуле

где (tф, tc)min − наименьшая из длительностей фронта и спада импульса сигнала;

vгр − групповая скорость распространения, приближенно рассчитываемая

для длинных линий по формуле

17

где εэфф − эффективная диэлектрическая прницаемость подложки, которая

зависит от конструкции и, например, для несимметричных полосковых линий (рис. 5.8, а) представлена номограммой рис. 5.8, б.

б

Рисунок 5.8 − Эффективная диэлектрическая проницаемость материалов подложки несимметричной полосковой линии (а) для разных материалов (б). Показано поперечное сечение полосковой линии

Кривые рис. 5.8, б описываются приближенной формулой:

Оценочные данные зависимости lкр от длительности импульса τ и εэфф

представлены на рис. 5.9. Оценка не учитывает влияния ширины проводящей дорожки (W) и толщины подложки (h) на величину vгр .

18

Рисунок 5.9− Зависимости lкр от длительности импульса τ и εr эфф

На практике, длину «короткой линии» l в частотной области принято оценивать соотношением l < 0,1 λmin . Во временной области этому соотношению соответствует неравенство

где tфmin – наименьшее из возможных значений длительностей фронтов импуль-

сов, передаваемых по проводникам (линиям) между портами связи. Причем,

здесь, как обычно, принято считать tф = t0,1 −t0,9 , где 0,1 и 0,9 – уровни относи-

тельно амплитуд сигнала, а t0,1 и t0,9 соответствующие им моменты времени. Таким образом, длины проводников в ГИС, которые можно считать элек-

трически короткими, зависят от быстродействия элементов цифровых интегральных микросхем (ЦИМС), что определяется их типами. Быстродействие ограничивается в основном задержками в межсоединениях внутри ЦИМС, так как даже при l ~ 0,5мкм задержка в межсоединениях превышает время переключе-

ния вентиля.

Для сравнения конструкций с различной технологической элементной базой в таблице 5.1 приведены ориентировочные значения tфmin и критической

19

длины линии связи lкр (при l меньше lкр линию связи можно электрически ко-

роткой).

Таблица 5.1 − Критические длины соединений ИМС разных типов

Тип p-МОП КМОП И2Л n-МОП ТТЛ ТЛЛШ ЭСЛ КНС GaAs

В таблице использованы стандартные сокращения для различных типов ЦМИС: p-МОП – структура металл-окисел-полупроводник с p-каналом;

n-МОП – то же с n-каналом;

КМОП – комплиментарная МОП структура (МОП – аналог МДП структур по быстродействию);

И2Л – интегрально-инжекционная логика; ЭСЛ – эмиттерно-связная логика (схемная характеристика, как пра-

вило, в структурах на биполярных транзисторах); КНС – структура кремний на диэлектрике (КНД), где диэлектриче-

ская основа – сапфир;

GaAS – гетероструктуры с туннельно-тонкими слоями (1−10нм) на базе кристаллов AIIIBV. Иностранное название HEMT (high electron mobility transistor).

Данные табл. 5.1 показывают, что для большинства ЦИМС межсоединения на печатной плате и ГИС можно считать электрически короткими и анализировать эквивалентные схемы с сосредоточенными параметрами. В отличие от этого для межблочного монтажа при среднем времени распространения сигнала по проводам и кабелям порядка 5 нс/м – линия с l >10см должна рассматриваться как цепь с распределенными параметрами. В этом случае следует учитывать помехи многократного отражения от неоднородностей и другие помехи, связанные с процессами в длинных линиях связи (ЛС).

20