3.15 Особливості побудови систем обробки широкосмугових зондуючих сигналів

Як відомо, широкосмуговими (або складними) називаються сигнали, що мають одночасно велику тривалість і широкий спектр, тобто для яких виконується умова f_сп_и >> 1, де f_сп - ширина спектру сигналу. Широкосмугова сигналу досягається шляхом фазової або частотної внутрішньоімпульсної модуляції.

Раніше наголошувалося, що прості радіоімпульси не дозволяють сумістити велику дальність дії РЛС, з високою роздільною здатністю і точністю по дальності, оскільки перше вимагає великих, а друге вимагає малих по тривалості імпульсів.

Суперечність вирішується шляхом використовування складних радіоімпульсів - зондуючих імпульсів великої тривалості tи з внутрішньою частотною або фазовою модуляцією. Внутрішньоімпульсна модуляція розширює спектр випромінювання від f_сп= 1/_и до , а оптимальний фільтр приймача руйнує внутрішньоімпульсну модуляцію, зберігаючи ширину спектру, і тим самим зменшує тривалість імпульсів від _и до .

Застосування широкосмугових сигналів дозволяє: збільшити дальність дії РЛС при збереженні високої роздільної здатності по дальності; вимірювати одночасно дальність і швидкість цілі; підвищити перешкодозахисну РЛС від активних і пасивних перешкод.

Рішення цих важливих задач багато в чому визначаться не тільки трактом формування широкосмугових зондуючих сигналів, але і якістю побудови систем оптимальної обробки.

3.15.1 Обробка сигналів з лінійною частотною модуляцією

Розглянемо основні принципи обробки ЛЧМ сигналів, які реалізовані в РЛС РТВ. Спрощена структурна схема РЛС показана на рис.3.93.

Після віддзеркалення від цілі ЛЧМС приймається антеною і проходить через антенний перемикач (АП) в приймач, що складається з УВЧ, ПЧ, УПЧ, фільтру стиснення, коректуючого фільтру і відеодетектора (рис.3.93).

Оптимальна обробка ЛЧМ сигналів повинна забезпечувати їх максимальне стиснення по тривалості з одночасним підвищенням відношення сигнал-шум. Оптимальний фільтр повинен мати імпульсну характеристику hопт(t), дзеркальну по відношенню до сигнальної функції U(t) (рис.3.94).

Таким оптимальним фільтром ЛЧМ сигналу є, наприклад, дисперсійна лінія затримки (ДЛЗ). Як ДЛЗ використовують хвилеводи, одна із стінок яких вимірна з довжиною хвилі; лінії затримки, складені з великої кількості контурів, налаштованих на близькі частоти.

Найбільше поширення на практиці набули ультразвукові ДЛЗ (УДЛЗ). Структурна схема оптимального фільтру на УДЛЗ представлена на рис.3.95. УДЛЗ є цільлевою пластиною із сплаву алюмінію, товщина якої вимірна з довжиною хвилі ультразвука.

Рис.3.93. Спрощена структурна схема РЛС

Рис.3.94. Вид ЛЧМ сигналу і його імпульсна характеристика.

Рис.3.95. Структурна схема оптимального фільтру на УДЛЗ

Кварцові перетворювачі призначені для перетворення електричних коливань в механічні і навпаки. Смуговий фільтр виділяє смугу частот, відповідну спектру сигналу. Імпульсна характеристика УДЛЗ є ЛЧМ радіоімпульсом із зворотним законом зміни частоти. Це забезпечується дисперсійними властивостями УДЛЗ.

АЧХ фільтру стиснення співпадає формою з огинаючою сигналу і тому ширина спектру практично не змінюється фільтром.

ФЧХ фільтру така, що за час затримки в ньому гармонійних складових сигналу зворотньопропорційна їх частоті. Отже, даний фільтр оптимальний по відношенню до ЛЧМС.

Фільтр стиснення може бути виконаний у вигляді диспергуючої лінії затримки (ДЛЗ) і суматора.

ЛЗ називається диспергуючою тому, що вона володіє дисперсією, тобто групова швидкість розповсюдження хвилі в лінії залежить від частоти.

Диспергування досягається тим, що в суматорі одночасно складаються сигнали, що поступають з різних відведень лінії і що мають тому різну затримку tз.

Хай у момент t = t1 імпульс повністю увійшов до лінії (рис.3.96). Тоді зріз імпульсу, на якому частота сигналу u мінімальна, виявиться на початку лінії (tз = 0); у наступних відведеннях, де затримка більше (tз = t'з, t''з...), частота сигналу пропорційно більше; з найбільшою затримкою tз = tи слідує фронт імпульсу, де частота сигналу максимальна.

Таким чином, коливання проходять по лінії тим менший шлях (групова швидкість їх тим більше), чим менше частота коливань.

Цей процес, зворотний формуванню ЛЧМ, і у момент часу, близький до t1, сигнали, що підводяться зі всіх відведень до навантаження, співпадають по фазі і утворюють максимальний пік з амплітудою Umвых.

На вхід оптимального фільтру подається ЛЧМ імпульс тривалості tи і шириною спектру Dfm, а на виході виходить імпульс тривалості з тією ж шириною спектру, але без внутрішньої модуляції, тобто . Тим самим підтверджується, що тривалість імпульсів стискається в приймачі в стільки разів, в скільки спектр імпульсів розширяється в передавачі за рахунок ЛЧМ:

Звідси знаходимо, що виграш в амплітуді сигналу від Umвх до Umвых пропорційний квадратному корінню з коефіцієнта стиснення:

а виграш в потужності рівний Kсж.

Таким чином, відношення сигнал/шум по потужності на виході фільтру стиснення більше, ніж на його вході, в Kсж раз і рівне qo = 2Э/No. Остання формула така ж, як і у оптимального фільтру простих радіоімпульсів, але тут Э - енергія ЛЧМС на вході фільтру, яка збільшена в Kсж раз за рахунок застосування зондуючих імпульсів, що мають тривалість не t'и, а tи = Kсж·t'и.

Переконаємося, що використовування ЛЧМС не тільки підвищує перешкодостійкість і дальність дії РЛС, але і її роздільну здатність по дальності. Допустимо, що на вхід фільтру поступають два імпульси uc1, uc2 із зміщенням в часі на t2 - t1, який менше тривалості tи одного імпульсу (рис.3.97).

Якби імпульси не містили внутрішньої модуляції, то їх неможливо було б розрізняти. В даному випадку, коли є внутрішня модуляція, відбувається стиснення, і притому незалежне (фільтр лінійний), обох імпульсів, завдяки чому вони чітко дозволяються у вихідній напрузі фільтру Umвых. Стиснення імпульсів в часі, крім того, викликає підвищення точності вимірювання дальності.

Рис.3.96

Рис.3.97

Вихідний сигнал узгодженого фільтру складається з основного стислого імпульсу і деякого числа бічних пелюсток, наявність яких не дозволяє реалізувати потенційні можливості оптимальної фільтрації по підвищенню відношення сигнал-шум і роздільної здатності. Бічні пелюстки ЛЧМС є джерелами взаємних перешкод за наявності в сусідніх інтервалах дальності двох і більш сигналів. Щоб ослабити бічні пелюстки необхідно в приймальний тракт включити фільтр з плавно спадаючою АЧХ - коректуючий фільтр. Прикладом останнього може бути фільтр з колоколообразной АЧХ (гаусів фільтр) вигляду:

K(f) = exp – [(f – f_o)/П_ф]²,

де Пф - смуга пропускання фільтру на рівні 0.46. У міру звуження смуги пропускання фільтру помітно зменшується рівень бічних пелюсток (рис.3.98).

Так вже при n = 1,3 (n =Dfдев/Пф - відношення девіації частоти до смуги пропускання фільтру) величина першої бічної пелюстки зменшується на 10 дБ. Ослаблення бічних пелюсток супроводжується розширенням основної пелюстки. Проте воно є порівняно невеликим. Застосування коректуючого фільтру приводить до погіршення відношення сигнал/шум на 1-2 дБ.

Рис.3.98

Для зменшення рівня бічних пелюсток можна застосувати спеціальну вагову обробку за допомогою, наприклад, трансверсального фільтру (рис.3.99). Такий фільтр містить широкосмугову недисперсійну ЛЗ на проміжній частоті з відведеннями через 1/Пи, пристрої управління амплітудою і фазою сигналів в кожному відведенні і суматор. Значення комплексних вагових коефіцієнтів в кожному відведенні встановлюється відповідно до вибраного значеннями параметрів n і m

K(f, n, m) = m + (1 – m)·cosⁿ ^.[(f – f_o)/ f_дев],

де m - функція п'єдесталу.

Рис.3.99

Рівень бічних пелюсток стислих луна-сигналів багато в чому визначає можливість дозволу цілей з малою і великою ефективною поверхнею, що відображає (ЕОП) (ефект маскування головної пелюстки луна-сигналу з малою ЕОП бічними пелюстками луна-сигналу з великою ЕОП). Тому для заданих значень Ксж і заданого рівня бічних пелюсток стислого луна-сигналу в деяких РЛС (22Ж6М) як зондуючий сигнал для виявлення цілей використовують нелінійно-частотно-модульовані (НЧМ) сигнали.

Закон зміни частоти в імпульсі і спектр НЧМ сигналу представлені на рис.3.100. УВЧ і УПЧ приймача ЛЧМ сигналів повинні мати смугу пропускання, близьку до ширини спектру цього сигналу.

Рис.3.100

У сучасних РЛС з ЛЧМ сигналами можливо отримання коефіцієнта стиснення в межах декількох десятків при рівні бічних пелюсток нижче 40 дБ. Практично досяжне значення Ксж для різних пристроїв обробки складає 102 ...103.

Таким чином, використовування ЛЧМ сигналу, тобто сигналу з внутрішньоімпульсною модуляцією, дозволяє розширити спектр випромінювання, а оптимальний фільтр приймача руйнує внутрішньоімпульсну модуляцію, зберігаючи ширину спектру, і тим самим зменшує тривалість імпульсів.