Методичні вказівки

Приведені методичні вказівки і рекомендації щодо виконання контрольних завдань слід розглядати як доповнення до самостійної роботи студента з навчальною і довідковою літературою та конспектами.

ЗАДАЧА 2.1

При дослідженні ВАХ напівпровідникового приладу осцилографічним методом на вхід "X" подають сигнал, пропорційний напрузі на приладі (при відключеному генераторі розгортки осцилографа), а на вхід "Y" – сигнал, пропорційний струму. Для вимірювання струму у коло приладу вмикають резистор із відомим опором R₀, причому R₀ доцільно брати значно менше опору приладу. Схему слід скласти так, щоб вхідні затиски, з’єднані з корпусом осцилографа, були підключенi до однієї точки схеми, а осі ВАХ на екрані мали направлення, що відповідає прийнятому направленню при графічному зображенні ВАХ у навчальній та довідковій літературі. Джерелом живлення схеми звичайно використовується генератор низької частоти ГНЧ.

При дослідженні ВАХ діода необхідно скласти відокремлені схеми для прямої і зворотної віток характеристики, тому що масштаби струмів і напруг для ціх віток значно відрізняються.

Значення живлячої напруги і елементів схеми вибирають такими, щоб не перевищувались граничні експлуaтаційні характеристики приладів (у розв'язанні задачі їх потрібно навести).

ЗАДАЧА 2.2

Для побудови графіка вихідної напруги слід проаналізувати роботу схеми при позитивному та негативному півперіодах вхідної напруги.

ЗАДАЧА 2.3

Вихідна напруга діодного ключа залежить від стану діодів – відкритого чи закритого. Для постійного струму джерело змінного сигнала опору не становить. Тому постійна напруга від джерела Е на виході буде тільки у тому разі, коли обидва діоди закрити. У протилежному випадку напруга на виході схеми визначається тим джерелом змінної напруги, у колі якого діод буде відкрито. Задачу доцільно розв’язати графічно, здійснюючи всі побудови у масштабі.

ЗАДАЧА 2.4

Для розв’язання задачі необхідно виділити моменти часу, коли діоди схеми будуть переходити з відкритого стану в закритий або навпаки, визначаючи початок або кінець обмеження вихідної напруги. Умова перемикання діода – зміна знаку напруги на ньому.

ЗАДАЧА 2.5

Задачу слід розв’язати як при прямому вмиканні діода, так і при зворотньому вмиканні. На відповідну вітку ВАХ наноситься лінія навантаження, що задовольняє рівнянню

I= ( E – U_Д ) / R_Н

Ця лінія проходить через точки [ I=0; U_Д =E ] і [U_Д =0; I=E / R_Н ]. Точка перетину лінії навантаження з ВАХ визначає робочий режим діода (струм через діод І і напругу на діоді U_Д).

Із рівнення ВАХ діода

I =I₀ [ exp ( U_Д / m) – 1],

де I₀ – зворотний струм насичення (тепловий струм), при визначенних значеннях І та U_Д можна знайти коефіцієнт неідеальності m, причому тепловий потенціал необхідно обчислити для температури, яка відповідає ВАХ.

ЗАДАЧА 2.6

Для заданої схеми

U_КЕ = Е_К – ( I_К + I_Б ) R_Н

Враховуючи, що I_Б U_КЕ / R_Б маємо рівнення лінії навантаження:

Лінія навантаження наноситься на сім’ю вихідних ВАХ транзистора. Вона проходить через точки [ I_К =0, U_КЕ = Е_К / ( 1+ R_Н/ R_Б) ] і [ U_КЕ =0, I_К=Е_К/ R_Н ]. Щоб знайти робочу точку, необхідно збудувати лінію зміщення, користуючись співвідношенням U_КЕ I_Б R_Б .Точка перетину лінії навантаження з лінією зміщення визначає робочий режим транзистора ( U_КЕ , I_К ).

ЗАДАЧА 2.7

Розрахунок каскаду проводиться для області середніх частот. Спочатку вибирають значення основних елементів каскаду Е_К і R_К з урахуванням граничних параметрів транзистора:

Відтак на вихідних ВАХ транзистора будують лінію навантаження за постійним струмом, що визначається рівнянням

U_КЕ = Е_К – I_К ( R_К+R_E )

На цій лінії вибирають точку спокою, координатами якої є ,,, a також на вхідній ВАХ. Через точку спокою і точку з координатами [R_Н' ] проводять лінію навантаження за змінним струмом. Тут і далі R_Н'. Якщо точка спокою знаходиться приблизно посередені відрізка лінії навантаження за змінним струмом, що відповідає активному режиму роботи транзистора, і при цьому колекторний струм насичення, то вибір точки

спокою вважається викінченим. У протилежному випадку положення точки спокою слід уточнити. При значній нелінійності початкової ділянки вхідної ВАХ (поблизу точки відсички) використовувати цю ділянку для роботи транзистора недоцільно.

Задання точки спокою частіше за все здійснюється за допомогою базового

подільника напруги R₁–R₂, значення резисторів якого вибирають із таких співвідношень:

; ;

;

; .

Резистор R_E у колі зворотнього зв’язку для температурної стабілізації точки

cпокою

Вибір ємностей розділових конденсаторів C_P1 , і C_P2 та конденсатора кола зворотного зв’язку C_E проводиться так, щоб їх опорами в області середніх частот можна було знехтувати, а коефіцієнт частотних спотворень на ніжній межі частотного діапозону не перевищував задане значення М_Н.

Із співвідношень:

;

;

;

визначають мінімальні значення C_p1, C_p2, C_E . Для цього значальний коефіцієнт частотних спотворень M_H потрібно розподілити на співмножники M_HC1, M_HC2 і M_HCE таким чином, щоб значення ємностей були якомога однаковими.

Ємність C_E повинна також задовільняти умові:

.

Опором R_Г джерела вхідного сигналу потрібно задатися. Джерелом вхідного сигналу часто є попередній каскад підсилення, вихідний опір якого визначається колекторним навантаженням. Тому можна прйняти, наприклад, R_Г R_K .

Аналітичний розрахунок проводиться у такій послідовності.

Визначаються: коефіцієнти підсилення каскаду за струмом і за напругою

k_i;k_U = k_i;

вхідний і вихідний опори каскаду

R_ВХ=R₁ || R₂ || h₁₁ ; R_вих =R_К || ( 1/ h₂₂) ;

параметри вихідного сигналу

I_{m вх} = U_m / R_BX ; I_{m вих} = k_i I_{m вх} ;

U_{m вих} = I_{m вих} R_H ; P_вих = 0,5I_{m вих} U_{m вих} ;

коефіцієнт корисної дії

= P_вих /( E_K I_K0 ).

Графо-аналітичний розрахунок підсилювача проводиться за вхідними і вихідними ВАХ транзистора шляхом послідовної побудови часових залежностейU_ВХ ,I_Б , I_К , U_ВИХ . Усі побудови виконуються у масштабі. За часовими діаграмами визначаються коефіцієнти підсилення за струмом і за напругою. Із графо­-аналітичного розрахунку можна знайти найбільшу амплітуду вихідного сигналу, при якому транзистор не виходить за межи активного режиму, і відповідну амплітуду вхідного сигналу.

Смуга пропускання підсилювача визначається знизу і зверху межовою частотою. Верхня межова частота знаходиться із співвідношень:

;

де C_K і параметри транзистора.

Фазові спотворення на нижній межі смуги пропускання визначаються фазовими зсувами, зумовленними кондесаторами схеми:

а на верхній межі – частотними параметрами транзистора:

ЗАДАЧА 2.8

Розрахунок підсилювального каскаду на польовому транзисторі схожий на розрахунок каскаду на біполярному транзисторі (див. пояснення до задачі 2.7).

Лінія навантаження за постіним струмом визначається рівнянням

U_CB=E_C – I_C( R_C + R_B)

а за змінним струмом –

U_CB=E_C – I_C( R_C || R_H)

Вибір точки спокою проводиться аналогічно. Координатами точки спокою є I_C0, U_{CB 0}, U_{ЗВ 0} .

Елементи каскаду вибираються таким чином:

R_З =1…2 МОм; R_C=(0,05…0,15) r_i;

R_B=U_B0 / I_C0; U_B0=(0,1…0,3) E_C;

де U_ЗВО береться зі своїм знаком.

При виборі типу транзистора враховують максимальний струм стоку I_{C ДОП} , максимальну напругу U_CДОП і максимальну розсіювану потужність P_CДОП. Важливими параметрами польового транзистора є внутрішній опір r_i і крутість S.

В аналітичному розрахунку коефіцієнт підсилення за напругою визначається як

де R_Н' = R_C || R_H

Вхідний опір каскаду R_BX = R₁ || R₃ ,

вихідний опір R_ВИХ = R_C || r_i .

ЗАДАЧА 2.9

Характеристикою режиму роботи транзисторного ключа може бути коефіцієнт насичення  = I_Б / I_БН. При 0 <  < 1 режим роботи транзистора активний, при   1 – режим насичення. Щоб збудувати графік вихідної напруги ключа, необхідно визначити, при якому значенні вхідного сигналу транзистор буде відкрито і коли він досягає режиму насичення.

При розв’язанні задачі потрібно чітко усвідомити, який сигнал буде на виході, коли транзисторний ключ закрито, повністю відкрито і коли транзистор працює в активному режимі.

ЗАДАЧА 2.10

Для запирання ключа на польовому транзисторі з керуючим р-n-переходом до затвору підводять напругу U_З, що перевищує напругу відсикання U₀. У закритому стані на виході ключа існує високий потенціал (логічної одиниці). При меншій напрузі на затворі ключ буде видкрито. У режимі насичення струм стоку I_{C HAC} =E / R_C, а на виході ключа – низький потенціал (логічного нуля).

Ключ на МДН-транзисторі з наведеним каналом, навпаки, закрито, доки напруга на затворі менше порогової напруги U₀ . При U_З>U₀ ключ відкривається і при I_{C HAC} = E / R_C досягає стану насичення.

Ідеалізовану стокзатворну ВАХ польового транзистора можна зобразити рівнянням:

I_C = S | U_З–U₀ |

при U_ЗU₀ для транзистора з керуючим переходом і при U_ЗU₀ для МДН-транзистора з наведеним каналом.

Звідси напруга відсичення для транзистора з керуючим переходом (U_З = 0):

U₀= I_{C HAC} / S

Напруга на затворі транзистора з наведеним каналом у стані насичення

U_З = I_{C HAC} / S + | U₀ |.

Графік вихідної напруги ключа потрібно будувати з урахуванням значень вхідного сигналу, при яких транзистор переходить у закритий стан та у стан насичення.

ЗАДАЧА 2.11

Різницевий ОП в літературі ще називають віднімачем [4], або ОП з діференційним входом [3]. Вибір резисторів схеми підсилювача проводять за умовою зменшення впливу вхідного струму ОП. Тому значення резисторів R₄ = R₅ приймають не менше 1...10 кОм.

Вхідний діференційний сигнал знімається з вимірювальної діагоналі мостової схеми

U_{ВХ Д} =  _A –  _В .

Вхідний синфазний сигнал

U_{ВХ СФ} = ( _A +  _В ) / 2.

Оскільки резистори пидсилювача мають розкид номіналів _R, то під дією синфазного сигналу на виході ОП з’явиться невелика напруга розбалансування U_{ВИХ СФ}, яка додається до корисного сигналу, зумовлюючи сигнал помилки. Тому підсилювач тим якісніший, чим меншу різницю вхідних корисних сигналів він може розрізняти на фоні великого синфазного сигналу.

Коефіцієнт ослаблення синфазного вхідного сигналу

де K_U – коефіцієнт підсилення підсилювача

Сигнал синфазної завади на виході підсилювача

U_{ВИХ СФ} = U_{ВХ СФ} K_U / K_{ОС СФ}

а відносна похибка вимірювання

_Т = U_{ВИХ СФ} / U_{ВИХ Д} .

Для знаходження діапозону вимірювання потрібно обчислити максимальний корисний вхідний сигнал U_{BX max} і відповідну йому максимальну зміну температури T_max. Але потрібно враховувати, що верхня температурна границя терморезисторів із благородного металу обмежена значенням 1300⁰ С, а з інших металів становлює тільки 200⁰ С.

ЗАДАЧА 2.12

В схемі інтегратора активний опір зворотного зв’язку ОП замінюється конденсатором. Під час перехідного процесу у колі RC, що відбувається після подачі вхідного сигналу, підсилювач працює в лінійному режимі. Цьому режимові відповідає процесе інтегрування і напруга на виході підсилювача

ЗАДАЧА 2.1З

Компаратор – прилад для порівняння двох напруг. В схемі компаратора ОП працює в імпульсному режимі і на виході компаратора устанавлюється напруга U⁺_{ВИХ max} , якщо напруга на прямому вході більше напруги на інверсному вході, і

U^–_{ВИХ max} при зворотному співвідношенні.

ЗАДАЧА 2.14

Для реалізації логічних операцій використовують відповідні логічні елементи. Приступаючи до розв’язання задачі, слід ознайомитися у навчальній літературі з основами алгебри логіки, основними логічними елементами і їх таблицями справжності.

Щоб скласти схему на логічних елементах І-НІ, необхідно логічне додавання (діз’юнкцію) перетворити у логічне множення (кон’юнкцію). При складанні схеми на логічних елементах АБО-НІ. навпаки, необхідно перетворити кон’юнкцію у діз’юнкцію. Ці перетворення здійснюється за теоремами де Моргана:

;

.

ЗАДАЧА 2.15

Для роз’язання задачі потрібно визначити номінали резисторів і конденсаторів схеми мультивібратора.

За умовою забезпечення працездатності схеми максимальне значення опору резисторів

R_max = U_ПОР / I⁰_BX

З іншого боку повинна виконуватись умова R >>R¹_ВИХ .

Тривалість імпульсів на виходах схеми мультивібратора на елементах І-НІ:

Із ціх рівнянь знаходяться ємності конденсаторів схеми, бо тривалість імпульсів задана робочою частотою f і шпаруватістю Q = T_П / t_i, де T_П – період проходження імпульсів.

ЗАДАЧА 2.16

У двійкових лічильників коефіцієнт лічби К_Л = 2ⁿ, де n – число розрядів лічильника. Лічильник з К_Л  2ⁿ можна створити з елементів двійкової лічби(лічильних тригерів), якщо у двійкового лічильника вимкнути надмірне число стійких станів. Вимикають надмірні стани, ввівши до схеми зворотні зв’язки з наступних розрядів на попередні. Так, якщо в дворозрядному двійковому лічильнику (2ⁿ =4) вимкнути один надмірний стан, то лічильник повернеться до вихідного сигналу після третього імпульса.

Схемне рішення буде таким:

Q­₁­­ Q₂

R T R T

T T

S S

Таблиця станів пояснює принцип дії цього лічильника

Число імпульсів	Q2	Q1
0	0	0
1	0	1
2	1	1
3	0	0

ЗАДАЧА 2.17

Мікросхема К155 реалізує один двійково-десятковий розряд. Тому число корпусів мікросхем N, потрібних для побудови подільника, визначається числом розрядів коефіцієнта ділення.

Найбільший коефіцієнт ділення подільника, складеного з N корпусів K_{Д max} =10^N . Для отримання заданного K_Д подільник потрібно доповнити числом M= K_{Д max}–­ K_Д .

Обчислене число М слід перевести у двійково-десятковий код. Кодоване число М поразрядно встановлюється на входах мікросхем подільника.

Розв’язком задачі є схема подільника, яку складають, з’єднуя послідовно N мікросхем і подаючи на паралельні входи число М.

ЗАДАЧА 2.18

Розрахунок джерела потужності ведеться з боку навантаження. Спочатку за значенням напруги і струму навантаження розраховується стабілізатор напруги за параметричною чи компенсаційною схемами. Вибираються елементи схеми стабілізатора і обчислюється коефіцієнт стабілізації [1,9]. Визначається напруга і струм на вході стабілізатора, вони є входними параметрами згладжувального фільтра.

Потім розраховується фільтр. Обчислюються значення елементів фільтра за умовою потрібного згладжування пульсації вихідної напруги [2,3]. Знаходиться напруга і струм на виході випрямляча.

Тип стабілізатора і фільтра не задається, потрібно тільки обгрунтувати прийняте рішення.

Розрахунок випрямляча містить знаходження параметрів діодів і їх вибір за відомими співвідношеннями для заданої схеми, а також визначення напруги і струму вторинної обмотки живлячого трансформатора, що дає можливість здійснити його вибір. При застосуванні С-фільтра розрахунок випрямляча ведеться за методом Терентьєва [4].

При обчислені коефіцієнта корисної дії джерела живлення потрібно враховувати утрати потужності в елементах випрямляча, фільтра і стабілізатора.

ЗАДАЧА 2.19

Вентилі випрямляча вибирають за допустимими значеннями середнього прямого струму і зворотної напруги. За рахунок комутації струму вихідна напруга випрямляча зменшується на величину U=I_HX_S / в однофазній схемі і U=3I_HX_S / у трифазній.

Кут керування _Н визначається для найбільш поширеного на практиці активно-індуктивного навантаження.

Зовнішню характеристику випрямляча U_H = f ( I_H ) звичайно будують для безрозмірних величин U / U_{H 0} i I / I_H , де U_{H 0} – напруга випрямляча при I=0, =0.

ЗАДАЧА 2.20

При активно-індуктивному навантаженні за рахунок фазового запізнювання струму інтервал провідності тиристорів збільшується на кут , який можна знайти з рівняння для фазового регулювання:

прі різних значеннях кута керування  від _КР до _m.

Критичне значення кута керування

Діапозон регулювання напруги на навантаженні визначається з рівняння

)

Мінімальне значення напруги буде при _m , максимальне – при _КР . При _КР кут = .

Струм навантаження

Тиристори вибирають за прямим середнім струмом I_A=0,45U/Z_H i зворотною напругою U_ЗВ=2U.