Добавил:

tonistark05 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Дагестанский Государственный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

устройства функциональной электроники

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

15.02.2016

Размер:

3.32 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 34 / 144 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 > Следующая >>>

+E1

VT1

VT4

VT6

Вых

VT2

VT3

R11

VT5

Вх

R10

-E2

Рис.1.45

следующие уравнения Кирхгоффа:

Uаб = ( IЭ3 −

IЭ2 )R4 ;

IЭ2 = −

IC1

;

ICЭ1 = α + ЭI 3 + абI 4 +

I ;

IЭ4 =

Iаб

;

IC1

= − IЭ4 RЭ .

jω C1

Находя из этих уравнений

IЭ2,

IЭ3 через

Iаб и подставляя их в Uаб,

можно найти Zаб

Uаб

. Отсюда получаются выражения для эквивалентной

Iаб

индуктивности LЭ и активного сопротивления в последовательной схеме

замещения:

LЭ = 2 R4R7С1/α2, RЭ = R4 |1-α|/α2.

Резонансная частота контура

0,114α

2 /

R R C C

2π

LС

4 7

1 2 ,

а его добротность

QK ≈ QL

= 1,41β

RС

7 1

R4C2

Здесь β = 1−α α .

Видно, что контур можно перестраивать по частоте спаренными резонаторами R4 и R7, при этом добротность будет оставаться неизменной (С1

иС2 не изменяются).

Вэкспериментах при использовании транзисторных сборок

К1НТ591В и КТС3103 при |E1| = |E2|=2 В удалось достичь рабочих частот 17 МГц при Q=7.

1.10. Гираторные фильтры на операционных усилителях

Схема наилучшего гиратора на операционных усилителях показана на рис. 1.46 [15]. Можно показать приведенным выше методом, что

Zвх = R1R3R5 . Если вместо резистора R4 включить конденсатор с емкостью С,

R2 R4

то входное сопротивление будет индуктивным, эквивалентная индуктивность

LС=	R1R3R5	.

Э	R2

Используя эту индуктивность, можно строить полосовые фильтры, фильтры верхних частот. Для построения ФНЧ можно получить «плавающую» индуктивность из двух гираторов (рис. 1.47), используя резистор R5 как общий. Блоки 1 и 2 содержат все элементы гиратора, кроме резистора R5 (нужно также два конденсатора вместо резисторов R4).

Если теперь в схеме рис. 1.46 заменить резистор R1 на конденсатор C1, а резистор R3 – на конденсатор С2, то получим входное сопротивление в виде:

Zвх = −				R5			.
Zвх = −	ω	2	С С R R				.
	ω		С С R R
			1	2	2	4

Это так называемое частотно зависимое отрицательное сопротивление (ЧЗОС), или двойной конденсатор, или суперёмкость. Используя этот элемент в ФНЧ вместо конденсаторов, можно улучшить частотные характеристики фильтров.

Если вместо резистора R1 использовать конденсатор с емкостью С1,

то


Zвх =	R3 R5	Ч	1	=	1		.
	R R		jω C
					jω C	Э
	2 4		1

Отсюда СЭ = С1 R2 R4 .

R3R5

Это умножитель емкости. Этот элемент можно использовать в микроэлектронных фильтрах, где большие емкости не реализуются физическим путем.

1.11. R – фильтры на операционных усилителях

R – фильтр не содержит конденсаторов, здесь используются распределенные емкости активных элементов. На рис. 1.48 приведена одна из схем R – фильтра. Здесь в цепи отрицательной обратной связи основного ОУ используются второй ОУ со связями.

При анализе схемы полагаем, что входное сопротивление собственного ОУ велико (на входе стоят полевые транзисторы). Пусть , jω = S , A1(S) и

A2(S) – коэффициенты усиления ОУ по напряжению. Напряжение

U1 = Ui Ч	R9		, U0' = U0 Ч	R7
	R +	R		R +	R

	8	9		6	7 .

Выходное напряжение

U0 A1(S)(U1 − Uj) .

Эквивалентный коэффициент передачи второго ОУ, охваченного отрицательной обратной связью,

A2э (S) =

(S)

(S)β

где коэффициент обратной связи β 2

R +

A2 (S)

Тогда напряжение

U jэ

= U

0 A2 (S) = U0

A (S)β

Напряжение U j = U `j

R + R

Тогда U0 =

A1(S)(U1 − U j ) =

A1 (S)(U j

−

U j ) , а

R +

A2 (S)

U j = U0

R + R 1+

A (S)β

R + R

A2 (S)

Или U0 =

A1(S)

кU j

−

ъ .

R +

A (S)β

2 ы

Обозначив

= a ,

b ,

R +

R + R

из формулы получим:

A1(S)aUi

U0 =

1+ A1(S)b

A2 (S)

1+ A (S)β

Приведем ранее приводимую аппроксимацию частотной зависимости коэффициента усиления ОУ

R1 +E

+E R3

-E

Puc.1.46

Ui	R8		R9
	R8		V1
			V1
		R1	Vj
			Vj

V’j

A2(S)

Блок1 Блок2

Рис.1.47

A1(S)

-E
R5	R6
+E

V’0 R7

A2(S)

-E

R4 Рис.1.48

K =

(ω

= 2π

f )

в таком виде : G =

f или

ω .

1+ j

1+ j B

fгр

ω гр

Будем

работать

на

частотах,

где

падет за счет

влияния

распределенных емкостей ОУ, т.е. где ωB > > 1. Тогда G = Gjw0 B , или G = GS0B .

Вдальнейшем опустим индекс “o” при G0 и будем обозначать G0 как G. Тогда

(S) = G1B1 , A2 (S) =

G2 B2

Передаточная характеристика фильтра

T (S) =

A1(S)a

A1(S)a(1+ A2 (S)β 2

1+ A1(S)b

A2 (S)

A (S)β + A (S)bA

(S)

A2 (S)β 2

a G1B1

(1+

G2B2

β 2 )

aG1B1 (k2S + G2 B2 )

G2 B2

2 +

G1B1

G2 B2

S2k + SG B + k G B bG B

Здесь k2 =

Видим, что передаточная характеристика T(S) представляет собой один полином P(S), деленный на другой полином Q(S). Принято называть частоты, на которых полином P(S) превращается в нуль, нулем функции T(S), а частоты, на которых полином Q(S) превращается в нуль, полюсами функции T(S).

Видно, что при любом значении S полином P(S) не превращается в нуль. Найдем нули полинома Q(S) или полюса функции T(S).

Перепишем s2 k2 + sG2 B2 + k2G1B1bG2 B2 = 0

как s2 +	s	G2 B2	+		G1B1bG1B1G2 B2 =	0 .
		k2

Обозначим		G2 B2		=	a1 , G1 B1bG2 B2 =	a0 .
		k2

Тогда корни уравнения S1,2 = − 12 a1 ± 14 a12 − a0 .

Так как k2 велико ( R1 > R2 ), то пренебрегаем 12 a1 и учитываем

только «+» перед корнем. Тогда S1 =

jω p = j2π

fp .

Отсюда резонансная частота

G1 B1bG2 B2

2π

Легко показать, что добротность

Q =

= k2

G1B1

G B

Коэффициент передачи фильтра на резонансной частоте берется как

активная составляющая T (S ) , т.е. T0

ak2

G1B1

G2 B2

Видно, что при одинаковых

параметрах

ОУ (G1B1 = G2 B2 )

добротность Q и коэффициент передачи T0 не зависят от параметров ОУ и

определяются только номиналом применяемых резисторов.

Рабочие частоты таких фильтров не превышают 10 МГц даже при использовании ОУ с частотой единичного усиления f1 = 30 МГц.

1.12. RC – фильтры на ОУ с дифференцирующими и интегрирующими цепочками и RC – режекторными

фильтрами

RC – фильтры с RC – режекторными фильтрами в цепи отрицательной обратной связи ОУ – это полосовые фильтры, а фильтры с дифференцирующими и интегрирующими цепочками могут быть полосовыми, ФНЧ, ФВЧ, режекторными (16,17,18). Схема полосового фильтра с RC – мостом в цепи отрицательной обратной связи ОУ приведена на рис. 1.49. Здесь используется

двойной

Т – образный

мост. На

частоте

fp он

обладает

большим

сопротивлением и тогда, если

R > > R

коэффициент усиления ОУ k =

Частота

fp =

добротность Q =

Эта схема

требует

2π RC

применения точных резисторов и конденсаторов в мостовой схеме, рабочая частота меньше граничной fгр .

Фильтр с применением резистивно-емкостных ФНЧ и ФВЧ (полосовой) показан на рис. 1.50. Здесь ФНЧ - R1 и C2 , ФВЧ - R2 и C1 . Налицо многопетлевая обратная связь. Основные параметры :

											R3 (			1	+		1	)

	1	1				1		1
f p =	1	1			(	1	+	1	) ,	Q =				R1			R2
	2π		R C C			R		R
												C				C
												C				C
		3 1		2		1		2				C	1	+		2
												C	2				C
													2			1
коэффициент передачи

T =	R3		1
T =	R	1+	C2	.
	2	1+	C
			C
			1

Обычно R1 > R2 , рабочая частота меньше граничной частоты ОУ.

Такие фильтры используются на частотах в десятки КГц. Их рабочие частоты намного ниже, чем у R-фильтров на ОУ.

1.13. Фильтры на переключаемых конденсаторах

В этих фильтрах также используются эквивалентная индуктивность и эквивалентное сопротивление, только они реализуются с помощью ключей и конденсаторов. Для имитации сопротивления используются два ключа и один конденсатор, как показано на рис. 1.51. Ток через сопротивление R7

Iвх = URвх .

Когда ключ S1 разомкнут, ключ S2 – замкнут, и наоборот. В качестве ключей используются МДП транзисторы с индуцированным каналом. Для управления этими транзисторами на их затворы подаются импульсы напряжения, сдвинутые во времени. При замкнутом ключе S1 и разомкнутом ключе S2 конденсатор C заряжается. Заряд, накопленный конденсатором,

Q = UС .

вх

При разомкнутом ключе S1 и замкнутом ключе S2 заряд Q стекает в общую шину. При постоянной амплитуде Uвх чем больше скорость переключения ключей, тем больший заряд проходит в единицу времени.

Среднее значение тока при разряде Iср = Q = UвхC = Uвх Cf , где Т – период

T T

следования импульсов, подаваемых на затворы транзисторов, f							- частота
следования импульсов, f =	1	.
следования импульсов, f =		.
	T		Uвх
Приравниваем токи Iвх и Iср, получим :			Uвх	=	Uвх Cf	, откуда	Rэ =	1	.
Приравниваем токи Iвх и Iср, получим :			R	=	Uвх Cf	, откуда	Rэ =	Сf	.
			R					Сf
			э

Величина Rэ регулируется частотой f .

Используются и другие способы включения конденсаторов и ключей

(рис. 1.52) .

			R2
			R	R
				2C
				C	C
			+E		R/2
			+E
C1		R1
Вх					Вых
					Rн
		R3	-E
			-E
			Рис.1.49
			С2
				R3
			С1	+E
	R1		С1
	R1
Вх					Вых
		R2			Вых
		R2
				-E	Rн
			R4
			Рис.1.50
			38

φ1	φ2			Rэ
S1	S2		Uвх
Uвх		а)
		а)	Iвх	б)
Iвх			Iвх	б)
Iвх	C
	C			Рис.1.51
				Рис.1.51

Для имитации индуктивности используется один ключ и один

конденсатор (рис. 1.53). Напряжение на индуктивности ULЭ=

dIвх

или

Iвх

U =

. Ток через конденсатор

= C

dUC

, отсюда dU

IC dt

, а

LЭ

T I

I T

UC =

Cвх

. Приравнивая UC и UL , получим : Lэ

вх

Отсюда

Cf 2

Rэ

Rэ=1/Cf

Rэ Rэ=1/(C1+C2)f

б)

S1	S2
C
S2	S1		Rэ Rэ=1/4Cf
	S1		Rэ Rэ=1/4Cf
		в)
	S1	Рис.1.52
	S1
Iвх	С	Iвх	Lэ
Iвх	С		Lэ
	а)		б)
		Рис.1.53

Для построения фильтров на переключаемых конденсаторах можно использовать R и RC – фильтры на ОУ, заменяя резисторы на их эквиваленты, можно использовать LC – фильтры, заменяя индуктивность катушки на их эквивалент. Можно строить полосовые фильтры, ФНЧ, ФВЧ, режекторные. Пример полосового фильтра приведен на рис 1.54. Здесь одноименные ключи включаются одновременно.

На переключаемых конденсаторах с ОУ можно строить также модуляторы, перемножители сигналов, фазовые детекторы, цифроаналоговые и аналого-цифровые преобразователи и другие устройства.

1.14.Фильтры и устройства задержки сигналов на приборах с зарядовой связью

Структура устройства задержки на приборах с зарядовой связью (ПЗС) приведена на рис. 1.55. Входной сигнал подается на инжектор. Инжектированные или в подложку электроны затягиваются под первый металлический электрод, если в этот момент на нем действует положительный импульс напряжения т.е. под этим электродом создается «потенциальная яма». Далее этот пакет электронов передвигается вдоль подложки, «переливаясь» из одной обедненной области – «потенциальной ямы» в другую. На выходе имеется обратно смещенный коллектор с сопротивлением нагрузки. В конце концов, пакет электронов затягивается в коллектор, создавая на сопротивлении нагрузки сигнал.

Эффективность переноса электронов зависит от расстояния между электродами. Для уменьшения этого расстояния разработаны специальные технологии изготовления электродов. Процессы переноса зарядов описываются уравнениями непрерывности и Пуассона.

<<< < Предыдущая 1 2 34 / 144 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 > Следующая >>>

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]

#
15.02.2016374.78 Кб296ТВЕРДОТЕЛЬНАЯ ЭЛЕКТРОНИКА.doc
#
15.02.2016785.19 Кб10Термоядерное оружие-1.docx
#
15.02.2016599.6 Кб14Термоядерное оружие.docx
#
15.02.2016152.58 Кб31Тесты.doc
#
15.02.20163.32 Mб56устройства функциональной электроники-1.pdf
#
15.02.20163.32 Mб61устройства функциональной электроники.pdf
#
15.02.20161.99 Mб178Физика p-n переходов.doc
#
15.02.20161.35 Mб77Физика полупров..doc
#
15.02.20167.15 Mб123ФИЗИКА ПОЛУПРОВОДНИКОВ.pdf
#
15.02.2016435.76 Кб59ФИЗИКА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ.pdf
#
15.02.20166.72 Mб22физика твердого тела.docx