3.5.1. Схема ум на составных транзисторах и ее работа

Такой усилитель является почти типовым в дискретном варианте для средних мощностей нагрузки и часто применяется в интегральном варианте. Необходимость применения составных транзисторов связана с тем, что на практике довольно трудно подобрать мощные транзисторы p-n-p и n-p-n с малоотличающимися параметрами (малой асимметрией). При использовании составных транзисторов эта задача решается значительно проще.

Схема УМ на составных транзисторах с однотактным резистивным предоконечным каскадом приведена на рис. 3.9. В этой схеме транзисторыV2, V3(обаn-p-n) образуют составной транзистор верхнего плеча структуры n-p-n, включенный по схеме с общим коллектором (ОК). По переменному току этот транзистор работает в режиме эмиттерного повторителя (ЭП). Эквивалентные параметры такого транзистора[6]:

(3.51)

Рис. 3.9

Транзисторы V4,V5 (V4 - p-n-p типа, V5 –n-p-nтипа) образуют составной транзистор нижнего плеча структурыp-n-pс эквивалентным_4,5:

_4,5 =₄(1 +₅)₄ ₅ (3.52)

Такой каскад (нижнее плечо) можно рассматривать как два каскадно соединенных транзистора, каждый из которых работает в схеме ОЭ. В эмиттерную цепь транзистора V4 включено выходное напряжение ₂, чем создается 100 % -ная ООС (последовательная по напряжению). Такое плечо характеризуется высоким входным и малым выходным сопротивлениями, совпадающими по фазе с входным и выходным напряжениями и коэффициентом усиления по напряжению, мало отличающимся от единицы, т.е. параметры составного транзистора нижнего плеча соответствуют параметрам составного транзистора верхнего плеча. Такой каскад с составными транзисторами называют каскадом с искусственной дополнительной симметрией. Усилительные свойства его соответствуют усилительным свойствам эмиттерного повторителя.

Режим покоя.Выходной каскад работает в режиме АВ, точно так же, как и двухтактный трансформаторный усилитель класса В (подраздел 3.4). Ток покоя выходных транзисторовV3,V5 выбирается в соответствии с (3.31):

I_кА3 = I_кА5  (0,05  0,1)I_{к max}. (3.53)

Для задания и стабилизации режима покоя в бестрансформаторных усилителях используются две системы (цепи):

1. Цепь между точками бв, состоящая на рис. 3.9 из диода Д. Но эта цепь может состоять: из резистора; диода и терморезистора параллельно; диода и резистора последовательно; резистора и терморезистора параллельно и др. При помощи этой цепи задаются начальные токи (3.53) выходных транзисторов и осуществляется стабилизация (термокомпенсация) этих токов. Для этого напряжениеU_вбмежду точками в, б должно быть равно сумме базовых смещенийV2 и V4 (или близко к ней):

U_вб = U_бэА2+U_бэА4 +I_кА2R_э2. (3.54)

НапряженияU_бэА2иU_бэА4определяются в соответствии с подразделом 3.4.2 и рис.3.7,б.

а б

Рис. 3.10

При изменении температуры эта цепь должна удерживать токи (3.53), для чего соответствующим образом должно меняться напряжение U_вб. Например, при повышении температуры растут токиI_кА3, I_кА4, но уменьшается напряжение на диоде (ткн-2 мВ/град). Значит, уменьшаютсяU_бэА2,U_бэА4и рост токовI_кА3,I_кА5существенно замедляется. Элементы цепи вб рассчитываются так, чтобы стабилизация (термокомпенсация) токовI_кА3,I_кА5 была удовлетворительной.

2. Система гальванической двухконтурной ООС. Один контур охватывает два каскада (между точкой а и базой V1) и состоит из резисторовR₁, R₂ (R₂ необязательно). Это параллельная ООС по напряжению. Она реагирует на измененияU_а, т.е. стабилизируетU_а.

Другой контур охватывает один каскад на V1 (местная ООС) и состоит из резистораR_э1(совместно с делителемR₁,R₂). Это – последовательная ОС по току, реагирует на изменения токаI_кА1, стабилизируетI_кА1, а значит и потенциалU_кэА1.По условию работы оконечного каскада величинаR_э1не превышает 2550 Ом [6]. Поскольку потенциалU_апривязан к потенциалуU_кэА1(см. рис.3.9):

U_а = U_кэА1 + U_бэА4 U_кэА1,

то, по сути, имеет место комбинированная система стабилизации режима покоя каскада наV1: эмиттерная стабилизация (наR_эсовместно с делителемR₁,R₂) и коллекторная стабилизация (R₁включен между коллектором и базойV1).

Эмиттерная стабилизация выбирается и рассчитывается в соответствии с подразделом 2.4.4 (одновременно с выбором и заданием режима покоя). Глубина параллельной ООС (точка а – база V1) ограничивается величиной тока делителяI_дв соответствии с подразделом 2.4, а также допустимой асимметрией ("перекосом") токовI_кА5иI_кА3(I_кА5=I_кА3–I_д), ток делителя ограничивают:

I_д (0,1 - 0,05)I_кА3. (3.55)

При большом "перекосе" увеличиваются нелинейные искажения. Глубина ООС для постоянного (F₌) и переменного (F_~) тока различна из-за наличия конденсаторовС₁ и С_э. Поэтому возможно раздельное задание величинF₌иF_~.

Глубина обратной связи F₌. Для хорошей стабильности режима покоя (потенциала точки а) глубина ОС по постоянному токуF₌должна быть как можно больше. ВеличинуF₌можно легко найти, если представить прямую цепь сопротивлением прямой передачиR_п, а обратную цепь – проводимостью обратной передачи_S . С учетом рис. 3.10 и подраздела 2.6.1:

(3.56)

где

(3.57)

, (3.58)

(3.59)

(3.60)

(3.61)

R_к  R₄ + R₃ .

Учитывая соотношения токов I_д, I_бА1(I_д (35) I_бА1), а также соотношения сопротивленийR_вх.эиR₂(R_вх.э>R₂, примем R_вх.э= (23)R₂), тогда величина F₌ не может быть большой:

F₌< ₁/(8  20). (3.62)

Максимум F_=maxможет быть достигнут приR_э= 0 (тогдаR₂ R_вх):

F_=max ₁ /(4  6). (3.62')

Глубина ООС по переменному току F_~будет рассмотрена далее.

Следует иметь в виду, что при максимальном токе делителя I_д(минимально допустимых сопротивленияхR₁,R₂) изменение глубины ООС одного контура ведет к противоположному изменению глубины ООС другого. Например, увеличение глубины местной ООС с увеличениемR_э1ведет к уменьшению глубины параллельной ООС, т.к уменьшается доля тока обратной связи, ответвляющаяся в цепь базыI_бОС. При уменьшенииR_э1уменьшается глубина местной ООС наR_э1и увеличивается глубина параллельной ООС. Происходит перераспределение тока обратной связи междуR₂и базой. По-видимому, возможен максимум суммарной глубины ООС, однако в литературе этот вопрос количественно не исследован.

Коэффициент нестабильности S. Результирующая стабильность режима покоя (потенциала точки а (U_а = 0,5Е_п )) определяется совместным действием обоих контуров гальванической ООС – двухкаскадного и местного. С учетом (3.54) можно принять, что

U_а = U_кэ1 = I_к1 (R₃ +R₄ ). (3.63)

Основным источником нестабильности режима покоя – U_аявляется нестабильность тока покоя предоконечного каскада наV1 –I_к1. Поэтому систему стабилизации удобно анализировать по условиям удерживания величиныI_к1в заданных пределах, как в подразделе 2.4.4, по величине коэффициента нестабильностиS. С учетом действия обоих контуров ООС, а также соотношений (2.36) и (3.56), определяющих количественные оценки местной (наR_э) и двухкаскадной ООС, можно найти:

, (3.64)

где

(3.65)

(3.66)

.

Коэффициент _бэнаходится так же, как в (2.36), только появляется дополнительный множительиз-за того, что верхний выводR₁подключается к точке а (к коллекторуV1). Коэффициент_бОСможет быть найден из (3.56) с учетом замечаний к (2.36).

Заданным для системы стабилизации является допустимое отклонение U_{а доп}потенциала точки а отU_а= 0,5Е_п, которое сводится к заданиюI_{к1 доп}согласно (3.63):

I_{к доп}  U_{а доп} /(R₃ +R₄).

Величина I_тв (3.64) вычисляется из (2.30). Из (2.64) может быть найдена величинаS_доп:

S_доп  I_{к1 доп} /I_т.

Работа схемы. Однофазный сигналu_б(u_в) с выхода предоконечного каскада наV1 (без разделительного конденсатора) подается на общий вход (базыV2 иV4) оконечного каскада на составных транзисторах n-p-n иp-n-p. Транзисторы n-p-n иp-n-p проводят (усиливают) ток по очереди. При положительной полуволне сигналаu_б(на рис.3.9 сигналu_б – синусоида) проводит ток транзисторn-p-n верхнего плеча, нижний транзисторp-n-pзакрыт. При отрицательной полуволне сигналаu_бпроводит ток транзисторp-n-p нижнего плеча, а верхний транзисторn-p-nзакрыт. Таким образом, составные транзисторыn-p-n,p-n-pработают точно так же, какVT2, VT3 на рис.3.6. В нагрузкеR_нпротекают обе полуволны тока, поэтому сигнал в нагрузкеR_нприобретает ту же форму, что иu_б(u_в).

Предоконечный каскад на транзисторе V1 выполнен по обычной схеме ОЭ с эмиттерной стабилизацией (резисторR_э1и делительR_1ф, R_2ф) режима покоя. Коллекторной нагрузкой по постоянному току является суммаR₄+R₃. РезисторR₄по переменному току подключен параллельно участкам база – эмиттер составных транзисторов (верхний конецR₄через конденсаторС₂ соединен с точкой а), что существенно уменьшает переменное напряжение наR₄, следовательно, и потерю в нем полезного сигнала. Кроме того, цепьR₃, C₂ позволяет получить амплитуду сигнала U_бmбольше, чем 0,5E_п. Например, при росте напряженияu_в(u_б) повышается потенциал точки а, а также и потенциалЕ'_пточки соединенияR₃иR₄, т.к.

Е'_п =U_а+U_С2.

При амплитудном значении u_в(u_в =U_вm) величинаЕ'_пможет быть значительно большеЕ_П.