3.3.2. Оценка (расчет) коэффициента гармоник и способы его уменьшения

1. На сквозной динамической характеристике (см. рис. 3.5)E_г1 принимается за E_{г min},E_г7 – заE_{г max}, а весь диапазонE_{г min}-E_{г max}– за двойную амплитудуЕ_{г m}(E_{г max} –E_{г min}= 2Е_{г m}). Затем находятся пять значений тока (пять ординат)I₀ ,I_max ,I_min ,I₁ ,I₂ , соответствующие значениям синусоидального сигналаE_г, равногосоответственно.

2. По значениям этих токов находятся амплитуды гармоник I_1m , I_2m , I_3m , I_4m и среднее значение тока I_d:

(3.27)

Правильность вычислений (3.27) проверяется по формуле

I_1m+ I_2m+ I_3m+ I_4m+ I_d = I_max.

3. По амплитудам гармоник из (3.27) находится K_г с учетом (1.14):

. (3.28)

Наряду с амплитудами токов гармоник (3.17) используют также нормированные токи гармоник [6]:

. (3.29)

Тогда выражение для определения K_гможет быть записано в виде

. (3.30)

Некоторые амплитуды из (3.27) или нормированные токи из (3.29) могут быть отрицательными. Для одного каскада это значения не имеет, но при вычислении суммарного коэффициента гармоник для двух и более каскадов производят алгебраическое сложение величин из (3.27) или (3.29) для одноименных гармоник разных каскадов. Тогда учет знака обязателен, т.к. при разных знаках возможна частичная (или даже полная) взаимная компенсация одноименных гармоник, вносимых разными каскадами.

4. Если величина найденного по (3.28) или (3.30) K_г превышает допустимуюK_{г доп}, то проще и эффективнее всего будет ввести ООС с глубинойF_(например, включить в цепь эмиттера сопротивления обратной связиR_ос, как на рис. 2.14).

Если же введение ООС нежелательно, то уменьшить K_гможно изменением положения нагрузочной линии ВС и изменением величины R_г(величиныR_{вых.пред}). При этом требуется вновь произвести расчетK_г. В случае невозможности уменьшения таким путем величины K_гдо требуемой K_{г доп}можно заменить транзистор на более мощный и произвести расчет УМ заново.

3.4. Трансформаторный двухтактный усилитель мощности класса в

3.4.1. Схема и ее работа

При значительных мощностях нагрузки Р_ниспользуют класс В. Почти всегда в усилителях класса В применяют двухтактные схемы. Схема такого УМ приведена на рис. 3.6. Она сложнее, чем схема однотактного УМ, и состоит из двух транзисторов (плеч)VT2 и VT3. Каждое плечо работает в режиме класса АВ.

+Е_п

Рис. 3.6

Задание токов покоя I_кА2, I_кА3

(3.31)

осуществляется при помощи общего делителя R₁, R₂в цепи баз транзисторовVT2 и VT3. Нижнее плечо делителяR₂ – это либо параллельное соединение резистораR₂и термосопротивленияR_Т, либо дифференциальное сопротивление (сопротивление переменному току)r_ддиодаVD.При помощиR₂ осуществляется термостабилизация (температурная компенсация) режима покоя, т.к. в этой схеме резисторR_эдля стабилизации режима покоя в эмиттерные цепи не включается из-за того, что постоянная составляющая токов эмиттеров изменяется с изменением величины сигнала, как это следует из (3.4). В схему, показанную на рис. 3.6, для термостабилизации включен диодVD.

Более точно задание начальных токов I_бА2, I_бА3(илиI_кА2, I_кА3) производится с учетом индивидуальных входных характеристик транзисторовVT2 и VT3. Первичная обмотка выходного транзистора Тр2 имеет две одинаковые обмоткиW₁'иW₁''. Магнитодвижущие силы этих обмоток направлены встречно. Для правильной работы такого усилителя на входы его транзисторов необходимо подавать два одинаковых по величине, но находящихся в противофазе напряженияu₁'и u₁''. Для этой цели в схеме должен быть специальный фазоинверсный каскад (фазоинвертор). Наиболее просто инвертирование (поворот на 180) фазы осуществляется при помощи трансформаторного предоконечного каскада на транзистореVT1, трансформатор Тр1 которого имеет две одинаковые вторичные обмотки. На этих обмотках и образуются противофазные напряженияu₁'и u₁''. Кроме инвертирования фазы этот каскад должен обеспечить необходимую входную мощность (токиI_б2m, I_б3m, напряжения U_б2m, U_б3m) выходного каскада.

При подаче на входы транзисторов противофазных напряжений u₁'и u₁''один из транзисторов открывается и проводит ток, а другой в это время остается закрытым. На рис. 3.6 сначала открывается транзисторVT2(на его базе действует положительная полуволна u₁' ), а VT3закрывается и со своей половиной обмоткиW₁''отключается от схемы. По обмоткеW₁'протекает полуволна токаI_к2, и в нагрузкеR_нтрансформируется напряжениеu₂ условноположительной полярности. В течение второго полупериода транзисторVT2закрывается и со своей половиной обмоткиW₁' отключается от схемы, а ток проводит транзисторVT3.По обмоткеW₁''протекает полуволна токаI_к3и в нагрузкеR_нтрансформируется напряжениеu₂ уже другой полярности. Таким образом, в транзисторах поочередно протекают полусинусоиды тока I_к2, I_к3, а в нагрузке токi₂протекает непрерывно и имеет форму синусоиды (при синусоидальномu₁). При этом удается очень сильно уменьшить нелинейные искажения, возникающие в одиночном каскаде (плече), работающем в классе В, т.к. в двухтактной схеме эти искажения взаимно компенсируются.

Транзисторы с обмотками W₁' ,W₁'' представляют как бы единый источник энергии переменного тока с амплитудами токаI_m и напряжения U_m. При этом транзисторVT2 формирует положительную амплитуду токаI_m2(и отрицательнуюU_m2), а транзисторVT3 – отрицательную амплитуду тока I_m3(и положительную U_m3).Поэтому выходные характеристикиVT3 на рис.3.7,а построены как бы для отрицательных токов и напряжений (в 3-м квадранте) и в точке А состыкованы с выходными характеристиками транзистораVT2.

a

б

Рис. 3.7