3.5.5. Определение коэффициента гармоник для бестрансформаторного ум

В бестрансформаторном УМ необходимо учитывать нелинейные искажения как в оконечном каскаде на составных транзисторах, так и в предоконечном каскаде на транзисторе V1 (см. рис. 3.9). Поэтому для вычисления суммарного коэффициента гармоник всего УМ амплитуды гармоник (3.27) или нормированные гармоники (3.29) находят отдельно для оконечного и предоконечного каскадов. С учетом величин обоих каскадов определяют [6]

(3.82)

где _2о, _3о,_4о– нормированные токи гармоник оконечного каскада;

_2п,_3п,_4п– нормированные токи гармоник предоконечного каскада.

Определение гармоник для оконечного каскада. Необходимо построить общую сквозную динамическую характеристику для одного (верхнего) плеча на составном транзисторе V2-V3 так же, как для одного плеча трансформаторного двухтактного УМ в подразделе 3.4.5. Величина ЭДС источника сигнала Е_гi (в (3.26), (3.48)) для i-й точки на входе оконечного каскада (в точке в на рис.3.9) вычисляется по следующей формуле:

Е_гi= i_б2i R_г +u_бэ2i+ u_бэ3i + i_к3i(R_э3 +R_н), (3.83)

где R_г R₄.

Последнее слагаемое в (3.83) учитывает местную ОС по току в эмиттерном повторителе на V2-V3. Для определения величинU_бэ2i нужно найтиi_к2i по (3.71), i_б2i по (3.73) иU_бэ2i – по входной ВАХ транзистораV2. Все остальные действия выполняются так же, как в подразделе 3.4.5, и в результате получают нормированные токи гармоник_2о, _3о,_4о(или амплитудыI_2m,I_3m,I_4m), по которым в соответствии с (3.30) или (3.28) может быть вычислен коэффициент гармоникK_годля оконечного каскада. НахождениеK_гонеобязательно.

Определение гармоник для предоконечного каскада. Этот каскад работает в режиме класса А и сквозная динамическая характеристика строится так же, как для УМ класса А в подразделе 3.3.1. Однако построение нагрузочной характеристики ВС (см. рис. 3.4,а) для предоконечного каскада имеет особенности, обусловливаемые характером нагрузки и способом ее подключения. На рис. 3.11 приведены выходные характеристики транзистора V1 с нагрузочной линией ВС по постоянному току. Сопротивление по постоянному току R_{к =} определяется суммой:

R_к= = R₄ + R₃ + R_э1. (3.84)

При построении ВС, кроме точки С (E_п), заданной величиной является напряжение покоя:

U_кэА = 0,5Е_п - U_бэА4 – U_эА, (3.85)

где U_эА = I_кА  R_э1  (0.5  2)В.

Величина тока покоя I_кА должна удовлетворять условию:

I_кА I_{к m}+ I_{к min} = I_{б m2} + I_Rm + I_{к min}, (3.86)

где I_кm = I_{б m2} + I_Rm – амплитуда переменной составляющей тока коллектора;

I_Rm – амплитуда переменной составляющей тока в резисторе R₄.

Рис. 3.11

Как уже указывалось, резистор R₄ по переменному току подключен параллельно базово-эмиттерным цепям оконечных транзисторов (см. рис. 3.9), т.к. верхний вывод R₄ через конденсатор С₂ подключен к точке а (к эмиттерам оконечных транзисторов). Это резко уменьшает переменные величины напряжения и тока в резисторе R₄, уменьшая тем самым нагрузку на транзистор V1.

Амплитуды тока в R₄ при положительной (I ⁺_Rm) и отрицательной (I ^–_Rm) неодинаковы:

(3.87)

Однако наличие конденсатора С₂ в цепи последовательно с резистором R₄ приводит к выравниванию амплитуд, и в R₄ протекает ток усредненной величины I_Rm (I ^–_Rm< I_Rm < I ⁺_Rm).

Учитывая реальные величины напряжений база-эмиттер (U_бэm2,3,4) и напряжение на выводе U_m, можно найти, что

I_Rm < (0,15  0,25) I_бm2 (I_бm4). (3.88)

С учетом (3.86) и (3.88) можно приближенно найти

I_кА < (1,2  1,5) I_бm2 (I_бm4). (3.89)

С учетом (3.89) и (3.85) координаты точки А становятся заданными, и линию ВС можно провести через точки С и А до пересечения с осью токов в точке В, в которой находится ток I_В, а затем и R_к :

R_к = R₃ + R₄ + R_э1 = Е_п / I_В .

Соотношение между R₃, R₄ и R_н в [6] рекомендуется в широких пределах:

(0,1  0,2)R₄ > R₃ > (15  30)R_н . (3.90)

Величина R_э1 находится из (3.85) и (3.89). Нагрузочная линия R_к~ по переменному току проходит через точку А и имеет меньший (в пределе такой же) наклон, чем линия по постоянному току (ВС). Это объясняется тем, что сумма амплитуд I_Rm (3.88) и I_бm2 (3.89) не превышает величины I_кA , а значит, и величины возможной амплитуды тока I_Rm в резисторе R₄, если бы не было конденсатора С₂ (I_Rm = I_к5 – I_кA  I_кA ). Таким образом, можно использовать нагрузочную линию ВС по постоянному току для построения сквозной динамической характеристики, на которой указаны точки 1…5.

Все остальное для построения сквозной динамической характеристики и нахождения амплитуд гармоник I_2mп , I_3mп , I_4mп или нормированных токов гармоник _2п , _3п , _4п делается так же, как в подразделах 3.3.1 и 3.3.2. В соответствии с (3.30) или (3.28) может быть определен коэффициент гармоник K_гп предоконечного каскада.

Определение суммарного коэффициента гармоник K_гОС. По найденным в предыдущих подпунктах величинам гармоник _2п, _3п, _4п и _2о, _3о, _4о по (3.82) находится суммарный коэффициент гармоник K_гп предоконечного и K_го оконечного каскадов. По ним (найденным K_гп, K_го) можно приближенно найти K_г [6]:

(3.91)

Величина K_г в (3.82) или (3.91) найдена без учета параллельной ОС с глубиной (фактором) F_~ , которая уменьшает нелинейное искажение в F_~ :

K_гOС =K_г /F_~ , (3.92)

и сравнивается с заданной K_{г зад} (K_гOС  K_{г зад} ).

Величина F_~ находится из (3.79) и является достаточно большой. При недостаточной величине F_~ вводят еще контур ООС только для переменной составляющей [6], чтобы увеличить F_~ и уменьшить K_гOС . Глубокая ОС (большая величина F_~ ) позволяет получить малую величину K_гOС , даже при значительной несимметрии плеч УМ.