dsd1-10 / dsd-06=Kruglov+АИС / LECTIONS / 1_ПростейшийУсилитель

Принцип работы простейшего усилителя напряжения

Оставаясь в рамках схем с постоянными параметрами, в качестве простейшего (базового) усилителя исторически предложена единственная схема: последовательно соединенные резистор R_L и управляемый источник питания (т.е. активный элемент), на управляющий вход которого подается сигнал, который требуется усилить. Известным нам интегральным управляемым активным элементом является транзистор (в нашем случае МДП транзистор), имеющий в некотором диапазоне характеристику, близкую к характеристике источника тока, то упомянутым управляемым источником питания является Источник Тока, Управляемый Напряжением (ИТУН). (см. Рис.1).

О

Рис.2.1. Простейший (базовый) усилитель.

чевидно, что для достижения наибольшего размаха выходного сигнала V_OUT, потенциал на выходе в отсутствие переменного входного сигнала (т.е. «рабочая точка») должен быть V_DDA/2. Для простейшего усилителя это достигается соответствующей постоянной составляющей входного управляющего напряжения . При приложении ко входу ИТУН сигнала , ток , генерируемый в ИТУН, равен сумме постоянной и переменной составляющих : . Напряжение на резисторе изменяется на величину, где --- так называемая крутизна ИТУН. Изменение напряжения на резисторе R_L, называемом резистором нагрузки, есть выходной сигнал, т.е. . Отсюда коэффициент усиления

п

Рис.2.2. Простейший МДП усилительный каскад

о напряжению равен: . Потенциал верхнего вывода резистора постоянен и равен , поэтому увеличение вследствие увеличения тока, генерируемого в ИТУН, происходит в сторону , т.е. в отрицательную сторону по отношению к . Поскольку увеличение тока ИТУН происходит вследствие увеличения , то усиление всегда происходит с инверсией фазы.

Разумеется, роль ИТУН в простейшем усилителе выполняет МДП транзистор (Рис.2.2). Если не учитывать конечную проводимость МДП транзистора в пологой области, то увеличения коэффициента усиления можно достигнуть увеличением . Однако это неизбежно ведет к необходимости увеличения и, следовательно, напряжения питания.

Концепция активной нагрузки (Рис.2.3) позволяет преодолеть этот недостаток.

Активная нагрузка – это применение в качестве нагрузки вместо R транзистора противоположного типа проводимости в режиме источника постоянного тока.

На Рис. 2.4 изображены совместно ВАХ N-канального входного транзистора и Р-канальной нагрузки.

Из рисунка 2.4 очевидно, что применение в нагрузке каскада обыкновенного резистора такой же величины, как величина дифференциального сопротивления активной нагрузки, требует в несколько раз большего напряжения питания.

Рис.2.3. Простейший КМДП каскад с активной нагрузкой

Рис.2.4. Совместная ВАХ N-канального входного транзистора

и Р-канальной нагрузки

Через оба МДП транзистора течет режимный ток , величина которого определяется в точке пересечения ВАХ N и Р транзисторов. Ток задаётся напряжением смещения на затворе Р транзистора. В простейшей схеме на Рис. 2.3 напряжение задаётся простой подгонкой. В практических задачах формируется автоматически с помощью токового зеркала (см. Рис.2.5).

Примечание. Комбинация двух транзисторов, в которой потенциал с диода, сформированного из одного транзистора (N2 на рис. 2.5), подается на затвор другого транзистора (N1 на рис. 2.5), работающего генератором тока, называется токовым зеркалом. Назначение токового зеркала – в генерации тока, равного по величине или пропорционального току, протекающего через диод, однако истекающего из другого полюса источника питания.

(Резистор R подводит к затвору Nmos1 входное смещение ; конденсатор С_Ф вместе с резистором R образуют ФНЧ и отфильтровывают переменную составляющую в узле В с целью уменьшения величины нежелательного изменения потенциала V_A; С_ВХ – паразитная входная емкость каскада).

Рис.2.5. Каскад с активной нагрузкой (N1 и Р1) и постоянными смещениями на затворах с помощью токовых зеркал.

Определим метод инженерного расчета напряжения на МОП диоде (на Рис. 2.5 - это транзистор N2), через который протекает ток, генерируемый транзистором Р2. Ток, протекающий при некотором превышении над порогом (V_ЗИ-V_Т), складывается из граничного тока I_ГР, который протекал бы на границе крутой и пологой областей идеального MOST (модель Шичмена-Ходжеса) при той же величине (V_ЗИ - V_Т), и добавки , всегда существующей ввиду увеличения тока стока в пологой области в зависимости от напряжения V_СИ между стоком и истоком. Реальность для правильно спроектированного MOST такова, что составляет небольшую долю (как правило меньше 2 … 10%) от I_ГР, поэтому вполне правомерно пренебречь величиной при инженерной (предварительной) оценке статического состояния схемы, т.е. для этой цели принимают I=I_ГР.

Рис. 1.5. ВАХ идеального (пунктир) и реального (сплошная линия) МОП транзисторов.

Прежде чем рассмотреть схему на рис. 1-4,

Итак, пусть на рис. 1-4 через N2 идет ток I_N2, генерируемый транзистором Р2, т.е. I_N2=I_Р2.Аналогично .С учётом изложенных выше замечаний,: . Следовательно . Пусть транзистор Р1 во всём одинаков с транзистором Р2, а N1 - с N2. Тогда очевидно, что , генерируемый в Р1, равен . Аналогично: =. Принимая во внимание конечность дифференциального сопротивления в пологих областях всех MOST ясно, что совпадает с не на всём протяжении пологих участков, что было бы, если бы N1 и Р1 были идеальными, а в одной точке, как на рис. 1-3В. Также можно утверждать, что .

Итак, имеем усилитель, на затворе которого при и при , нижней частотной границе входного сигнала V_ВХ, подаётся почти вся величина входного сигнала.

Из рассмотрения рис. 1-7 очевидно, что каскад с активной нагрузкой на транзисторах N1 и Р1 должен иметь следующие особенности: 1.Рабочая точкадолжна быть симметрична относительно потенциалам источника питания, т.е. должна быть ; 2. Условные точки и перехода ВАХ из пологих областей в крутые должны быть, во-первых, симметричны относительно и, во-вторых, быть как можно ближе к потенциалам питания. Чтобы удовлетворить требованиям п.1, необходимо слегка изменить V_B, т.е. , где V_СM – напряжение смещения нуля. Если дифференциальное сопротивление R_CИ в пологой области MOST принять не зависимым от V_CИ, то, очевидно, , где К₀ – к-нт усиления каскада при . Практически способы уменьшения V_CM будут узложены в дальнейших лекциях.

Для выполнения требований П.2 необходимо, во-первых, чтобы и . Во-вторых, чтобы величины и были малы, необходимо, чтобы наибольшим было превышение над порогом .

К-нт усиления каскада - (это соотношение строго будет выведено в следующей лекции).

Желание увеличить K₀ согласуется с желанием иметь как можно больший диапазон изменения путём уменьшения превышения над порогами транзисторов N1 и P1. Разберёмся с этим утверждением подробнее.

Известно, что х-ки MOST в пологой области в наибольшей степени определяются активным каналом, занимающим часть пространства между стоком и истоком. Напряжение на нем приблизительно равно (V_ЗИ-V_Т). Чем меньше (V_ЗИ-V_Т) и в меньшей степени V_CИ, тем меньше и поперечное, и продольное поля в канале, оба уменьшающие подвижность носителей. Например, для достаточно точной модели MOST уровня LEVEL=3,

; ,

THETA-экспериментально определяемый параметр;

L_ЭФФ- эффективная длина канала;

V_MAX- максимальная скорость дрейфа носителей;

Для ; для.

Например, для , т.е. подвижность в канале практически равна максимальной. Таким образом, при величине (V_ЗИ-V_Т), равной долям вольта и при изменении на десятки или единицы сотен милливольт, подвижность можно считать постоянной: . В этом случае зависимость I_C от V_ЗИ для правильно (!!!) сконструированного MOST хорошо описывается выражением Шичмена-Ходжеса (что мы и использовали до сих пор). Это выражение было выведено для MOST с длинным каналом. К счастью, при малых (V_ЗИ-V_Т), даже для короткоканальных MOST зависимость R_CИ от режимного тока I такая же,как и у длинноканальных:. Крутизна же . Следовательно . Конечно же, при малых (V_ЗИ-V_Т) и малых режимных токах быстродействие каскада мало ввиду малой крутизны N1.Однако можно радоваться тому факту, что в аналоговых ИС возможности MOST используются полностью (ввиду при малых значениях V_ЗИ-V_Т) в отличие от цифровых ИС, где из-за большой величины (V_ЗИ-V_Т) и ограничения скорости носителей быстродействие растёт уже не пропорционально , а пропорционально .