Бар В. И. Курс лекций «Основы преобразовательной техники»
.pdf
дросселя передается в нагрузку, а дополнительная обмотка с диодом VD1 обеспечивает вывод энергии намагничивания трансформатора в источник E. При этом осуществляется перемагничивание трансформатора. Максимальное напряжение на транзисторе будет E(1+w1/w2), где w1,w2 – количество витков первичной и первой вторичной обмоток. Напряжение на второй вторичной обмотке за счет трансформаторной связи (подключенной к нагрузке) может быть выше, чем E. Это позволяет в отличии с бестрансформаторным вариантом ИППН-1, получать на выходе напряжения выше, чем входные E. Время восстановления магнитопровода трансформатора равно времени открытого состояния транзистора, поэтому минимальная скважность в кривой тока транзистора q=2.
а)
б)
а) прямоходовой (ИППН-1); б) обратноходовой (ИППН-3).
Рис.13.6. Трансформаторные варианты базовых ИППН.
Схема по рис.13.6,б является трансформаторным вариантом схемы ИППН-3, без дополнительной обмотки, как в схеме рис.13.6,а. Разделительный трансформатор здесь является одновременно дросселем и выполняет функции накапливающего элемента. На такте открытия транзистора энергия накапливается в трансформаторе, а на такте закрытого транзистора отдается в нагрузку. Магнитопровод такого трансформатора имеет немагнитный зазор для предотвращения насыщения. Вариант такой схемы весьма распространен в качестве источника питания на небольшие мощности, поскольку в ней один элемент - трансформатор заменяет по функциям дроссель и трансформатор, что уменьшает габариты устройства в целом.
13.1.6 Трансформаторные двухтактные модификации ИППН.
В рассмотренных в 13.1.5. однотактных ИППН магнитопровод трансформаторов используется в режиме однополярного перемагничивания. Это обстоятельство накладывает ограничение на величину преобразуемой мощности, ограничивая ее величиной порядка нескольких сотен ватт. При необходимости преобразования больших мощностей используют двухтактные схемы варианты ИППН (рис.13.7), в которых магнитопровод трансформатора работает в режиме двухполярного перемагничивания, что позволяет существенно уменьшить его объем. Эти схемы требуют применения двух или четырех транзисторных ключей.
82
а)
б)
в)
а - с нулевой точкой; б - полумостовая; в – мостовая.
Рис.13.7. Двухтактные схемы ИППН.
Двухтактный с нулевой точкой.
Схема этого ИППН приведена на рис.13.7,а. Время включения каждого из транзисторов должно быть абсолютно однинаково, т.к. в противном случае в магнитопроводе возникает постоянный поток подмагничивания. При этом магнитопровод неизбежно насытится и в коллекторной части одного из транзисторов будут наблюдаться выбросы коллекторного тока. Учесть эту несимметрию можно применяя специальные схемы слежения за процессами намагничивания сердечника , которые корректируют несимметрию импульсов открытия транзистора. Максимальное напряжение на коллекторе из-за магнитной связи между первичными обмотками равно удвоенному напряжению питания E.
Схема представляет собой сочетание двух ИППН-1, работающих на общую нагрузку, поэтому ее регулировочная характеристика определяется уравнением
83
Uн/E=2n/q,
где n –коэффициент трансформации.
Двухтактный мостовой и полумостовой.
На рис.13.7.б,в представлены схемы полумостовой и мостовой схем. В полумостовой транзисторы переключаются поочередно. Поскольку имеется разделительный конденсатор С1, к первичной обмотке трансформатора прикладывается чисто переменное напряжение и появления потока подмагничивания из-за несимметричной работы не происходит. Регулировочная характеристика:
Uн/E=n/q.
Максимальное напряжение на транзисторе равно E, а к первичной обмотке трансформатора прикладывается напряжение E/2.
Мостовая схема содержит четыре транзисторных ключа и обычно используется для получения максимальных мощностей. Конденсатор C1 также блокирует появление постоянного тока(потока) подмагничивания. Максимальное напряжение на транзисторах и напряжение на первичной обмотке трансформатора равно E. Регулировочная характеристика:
Uн/E=2n/q.
13.2.1 Методы защиты транзисторов в схемах ИППН.
Схемы ИППН во время рабочих режимов резко прерывают ток, это приводит к тому, что в распределенных индуктивностях монтажа силовой цепи транзистора, особенно при работе на больших токах, может накапливаться энергия достаточная для возникновения перенапряжений и пробоя транзистора. Эти процессы следует подавлять установкой специальных демпфирующих цепей, а также тщательной проработки конструктива силовой части преобразователя, а именно минимизации длины всех силовых контуров и близкого расположения диода и транзистора. Этим требованиям во много соответствуют модульные сочетания диода и транзистора в так называемых чопперах (прерывателях), но даже на них все равно необходимо устанавливать демпфирующие цепи.
На рис.13.3 показаны варианты демпфирующих цепей.
а) б)
Рис.13.8. ИППН с демпфирующими цепочками : параллельно силовому ключу (а), параллельно входу (б).
Они состоят из быстродействующего диода VDд, частотного конденсатора Сд и резистора Rд. Обе цепи работают в два такта. Первая схема (рис.13.3,а) во время выключения транзистора перехватывает на себя ток из паразитной индуктивности расположенной в цепи источника E в цепь VDд-Cд и далее замыкаются по дросселю L - цепи нагрузки и источника, при этом конденсатор заряжается током паразитной индуктивности вбирая в себя частично энергию индуктивности. Чем больше емкость Cд, тем меньше перерегулирование и превышение напряжения на транзисторе над напряжением питания E.
Данная цепь хотя и обеспечивают безопасную траекторию переключения, но приводит к высоким дополнительным потерям. Поскольку вся накопленная в конденсаторе энергия при открытии рассеивается в резисторе. Поэтому применение таких цепей ограничивается в основном в биполярных модулях работающих на частоте 1-2 кГц.
Для уменьшения дополнительных потерь в преобразователях на рабочие токи 10-100 А можно подключить защитную цепь параллельно всей схеме (рис.13.8,б). Она работает аналогично,
84
т.е. на такте выключения транзистора энергия из паразитной индуктивности через VDд и ограничивается емкостью Cд и далее на такте включения излишняя энергия емкости рассеивается на резисторе Rд. При этом потери будут определяться только всплесками напряжения из-за паразитных индуктивностей монтажа, поскольку конденсатор будет разряжаться не до нуля, а только до входного напряжения на каждом такте.
Лекция №14. Особенности построения ИППН на большие мощности.
ИППН большой мощности выполняют по многотактному принципу, основанному на параллельном включении m отдельных преобразователей, работающих на общую нагрузку от общего источника постоянного тока. На рис. 13.1.показан пример выполнения многотактного преобразователя собранного по схеме ИППН-1.
За счет того, что схема имеет m поочередно работающих ключей, каждый преобразователь системы нагружается током в m раз меньшим, чем ток iн. Облегчённый режим работы преобразователей создаётся также благодаря меньшей в m раз частоте их переключений.
Рис.14.1. Многотактный ИППН-1.
Многотактные ИППН допускают режим поочерёдной работы входящих преобразователей и режим с перекрытием.
На рис.14.2. приведены временные диаграммы, иллюстрирующие принцип действия трёхтактного ИППН с поочерёдной работой блоков. Периодичность работы каждого блока характеризуется периодом тактов Тт. Последовательность включения их ключей сдвинута во времени на Тт/3. В результате аналогичный сдвиг во времени приобретают также напряжения u1, u2, u3, и токи i1, i2, i3. За счёт фазовых сдвигов результирующее напряжение на нагрузке имеет частоту переключения выходных импульсов в 3 раза большую, чем для отдельных преобразователей. Суммарный ток нагрузки системы:
iн=i1+i2+i3
лучше сглажен, чем ток нагрузки отдельного преобразователя.
В режиме работы с перекрытием обычно число m>3. На рис. 14.3. приведены временные диаграммы, характеризующие рассматриваемый режим при m=4. Включение ключей преобразователей здесь также производится со сдвигом во времени, в данном случае равным Тт/4. В диапазоне регулирования длительность импульса tи от Тт/4 до Тт отсутствуют паузы в эквивалентном напряжении uн.экв. и интервалы времени, когда к нагрузке не прикладывается напряжение со стороны преобразователей.
85
Эквивалентное напряжение на нагрузке
uн.экв.=kE/m,
где k – число преобразователей, у которых одновременно замкнуты все ключи. При tи=Тт напряжения на нагрузке максимально, значения Uн.экв. во всех интервалах выходного напряжения равны Е. Величине Е равно и среднее значение напряжения на нагрузке U Через все преобразователи протекает постоянный ток
Iн= I1 +I2 +…Im
При tи<Тт имеем
uн.экв<E.
Ток отдельных преобразователей из-за относительно большой длительности паузы по отношению к tи будет сильно пульсирующим. Ток же нагрузки iн, равный сумме токов отдельных преобразователей, и определяемый напряжением uн.экв. с относительно малой длительностью паузы tп получается хорошо сглаженным.
86
Рис. 14.2. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип действия трехтактного ИППН с поочерёдной работой блоков.
Рис. 14.3. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип действия источника питания в режиме работы с перекрытием.
87
Раздел 4. Обратимые преобразователи напряжения на транзисторах.
Лекция №15. Сравнение выпрямителей напряжения и тока. Схемотехника однофазных выпрямителей напряжения.
15.1.Управляемые выпрямители напряжения
Обоснование выбора управляемого выпрямителя напряжения.
Все существующие управляемые выпрямители можно разделить на управляемые выпрямители тока и управляемые выпрямители напряжения.
Классические тиристорные выпрямители являются управляемыми выпрямителями тока. В них ток на выходе может протекать только в одном направлении, а напряжение может менять знак.
Управляемые выпрямители напряжения выдают на выходе напряжение одной полярности, а ток в них может менять направление. Они выполняются на вентилях, которые могут проводить ток в обоих направлениях. Такими вентилями являются транзисторы (или запираемые тиристоры) со встречно-параллельно включенными диодами. Обычно они выполняются в виде диодно-транзисторных модулей. В качестве транзисторов чаще всего используются IGBT–транзисторы.
На стороне переменного напряжения управляемого выпрямителя напряжения обязательно должна быть индуктивность, а на стороне постоянного – ёмкость.
Управляемые выпрямители напряжения могут выполняться по тем же схемам, что и управляемые выпрямители тока. Силовые схемы управляемых выпрямителей напряжения не отличаются от силовых схем АИН, только у них меняются местами вход и выход.
Тиристоры обладают ограниченной управляемостью они могут срабатывать не чаще чем 2 раза за период сетевого напряжения – что приводит к сильному искажению потребляемого тока генерации в сеть высокочастотных составляющих тока, приводит к генерации преобразователей реактивной мощности и мощности искажения. Поэтому в изготовлении обратимого преобразователя напряжения будем использовать схемотехнику управляемого выпрямителя напряжения (см. рис. 15.1 - б).
Рисунок 15.1 - Управляемые выпрямители тока (а) и напряжения (б).
15.2.Несимметричная схема управляемого выпрямителя напряжения.
Для пояснения принципа действия управляемого выпрямителя напряжения на рис. 15.2 приведена упрощенная несимметричная однофазная мостовая схема управляемого выпрямителя напряжения и временные диаграммы, иллюстрирующие ее работу. Предположим вначале, что на вход схемы подается постоянное напряжение u1 с указанной
88
полярностью. На выходе включена противо-ЭДС E (аккумулятор, параллельно которому включен конденсатор). Пусть E> u1, тогда тока в цепи не будет.
Если в момент t1 (см. рис. 15.2 б) включить транзистор V3, то в цепи возникнет короткое замыкание и ток пойдет по контуру: «+», L, VD1, V3, «–». Если вентили идеальные, напряжение между точками a и b равно нулю. Ток в индуктивности нарастает. При достижении заданного значения тока Iзад.max в момент t2 транзистор V3 выключается, и на индуктивности L возникает ЭДС самоиндукции uL со знаками, указанными на рисунке, суммирующаяся с напряжением u1. Под действием суммарного напряжения (u1 + uL) происходит заряд конденсатора и аккумулятора (участок t2 – t3). При спаде тока i1 до заданного значения Iзад.min V3 включается снова, процессы повторяются. По существу, схема работает, как повышающий преобразователь постоянного напряжения.
Пусть теперь на вход схемы подается переменное напряжение u1. На выходе
Рисунок 15.2 - Однофазный управляемый выпрямитель напряжения по несимметричной мостовой схеме (а) и диаграммы токов и напряжений в нем при питании от источника постоянного (б) и переменного напряжений (в)
включена противо-ЭДС E (аккумулятор, параллельно которому включён конденсатор). Пусть противо-ЭДС больше амплитуды напряжения на входе (E> U1m), тогда тока в цепи не будет. Если в момент t1 при положительной полуволне напряжения (см. рис. 15.2 в) включить транзистор V3, то в цепи возникнет короткое замыкание и ток пойдет по контуру: «+», L, VD1, V3, «–». Ток в индуктивности нарастает. Зададим максимальные и минимальные значения тока не постоянными, а изменяющимися по синусоиде, например, по синусоиде, совпадающей по фазе с напряжением u1. При достижении в момент t2 заданного значения тока iзад.max транзистор V3 выключается, и на индуктивности L возникает ЭДС самоиндукции uL со знаками, указанными на рисунке. Под действием суммарного напряжения (u1 + uL) происходит заряд конденсатора и аккумулятора (участок t2 – t3) по цепи “+”, L,VD1,Cd,VD2,“-”. При спаде тока i1 до заданного значения iзад.min транзистор V3 включается снова, процессы повторяются.
89
При подаче на вход отрицательной полуволны напряжения процессы происходят аналогично, но ток проходит через другие вентили.
Если на выходе вместо аккумулятора включить активное сопротивление, то процессы в вентильной части не изменятся. Одновременно будет происходить разряд ёмкости на нагрузку. Если емкость достаточно велика, то пульсации напряжения будут очень малы, и ими можно пренебречь. Для упрощения при дальнейшем анализе будем предполагать, что Cd = ∞.
15.3. Симметричная мостовая схема управляемого выпрямителя напряжения.
Рассмотрим теперь процессы в полной однофазной мостовой схеме (см. рис. 15.3).
Рисунок 15.3 - Однофазный мостовой УВН.
Пусть на вход схемы подается переменное напряжение u1. На выходе включена противо-ЭДС E (аккумулятор, параллельно которому включен конденсатор). Пусть противоЭДС больше амплитуды напряжения на входе (E> U1m), тогда тока в цепи не будет. Все диоды заперты напряжением на аккумуляторе. Осциллограммы токов и напряжений в полной однофазной мостовой схеме УВН приведены на рис. 15.4.
90
Рисунок 15.4 - Осциллограммы токов и напряжений в однофазной мостовой схеме при симметричном (а) и несимметричном (б) управлении.
Если в момент t1 при положительной полуволне напряжения (см. рис. 15.4 а) включить транзисторы V3, V4, то ток пойдет по контуру: «+» аккумулятора, V3, «–» источника переменного напряжения, «+» источника переменного напряжения, L, V4, «–» аккумулятора. Ток в индуктивности L нарастает. При этом полярность в точке b «+», а в точке a «–». Зададим максимальные и минимальные значения тока не постоянными, а изменяющимися, например, по синусоиде, совпадающей по фазе с напряжением u1. При достижении в момент t2 заданного значения тока iзад.max транзисторы V3, V4 выключаются, и на индуктивности L возникает ЭДС самоиндукции uL со знаками, указанными на рис. 15.3. Под действием суммарного напряжения (u1 + uL) происходит заряд конденсатора и аккумулятора (участок t2 – t3) по цепи: «+» источника переменного напряжения, L, VD1, «+» аккумулятора, «–» аккумулятора, VD2, «–» источника переменного напряжения. На этом участке напряжение между точками a и b меняет знак, так как эти точки подключаются вентилями к другим шинам. При спаде тока i1 до заданного значения iзад.min транзисторы V3, V4 включаются снова, процессы повторяются.
При подаче на вход отрицательной полуволны напряжения u1 процессы происходят аналогично, но ток проходит через транзисторы V1 и V2, когда энергия запасается в индуктивности L, и диоды VD3, VD4 при отдаче запасенной энергии в нагрузку.
При симметричном способе управления напряжение на зажимах стоек моста uab формируется двуполярное (двуполярная модуляция) в отличие от рис. 15.2 в. Как и в преобразователях постоянного напряжения, в УВН применимо несимметричное и поочередное управление, при котором форма напряжения будет соответствовать рис. 15.4 б (аналогичен рис. 15.2 в) и модуляция будет однополярной.
При несимметричном управлении положительной полярности коммутируют либо V4, либо V3. Пусть при положительной полуволне входного напряжения u1 производят включение нижнего транзистора V4, что приводит к возникновению короткого замыкания в цепи и ток i1 пойдет по контуру: «+» источник переменного напряжения, L,
91