Кондратенко Физика полупроводниковыих приборов 2009
.pdfтранзисторов показывает, что в ней Iс ~ exp(Uзи/nφT), где φT – температурный потенциал (примерно 25 мВ при комнатной температуре). Таким образом, в подпороговой области транзистор хотя и работает в микрорежиме, но управляем, и имеет проходную ВАХ, которая, как и ВАХ pn–перехода , представляет собой экспоненциальную зависимость.
Аналогично на выходной ВАХ можно определить режимы работы ПТ с каналом p-типа. В этом случае знаки всех напряжений должны быть изменены на противоположные.
Для МДП-транзисторов используются альтернативные названия перечисленных выше общих режимов работы (табл. 2.1). В МДП - транзисторах с индуцированным каналом проводящий канал образуется за счет слабой или сильной инверсии исходной проводимости области между истоком и стоком. В МДП-транзисторах со встроенным каналом при увеличении |Uзи| изначально существующий канал обогащается, а при уменьшении |Uзи| – обедняется свободными носителями, что и объясняет альтернативные названия режимов работы.
Таблица 2.1. Альтернативные названия режимов работы для МДП-транзисторов
Общие названия |
Альтернативные названия режимов работы |
|
режимов работы |
для МДП-транзисторов |
|
ПТ |
С индуцированным |
Со встроенным |
|
каналом |
каналом |
Линейный режим |
Режим слабой |
Режим обогащения |
(крутая область на |
инверсии |
(при увеличении |Uзи|) |
выходной ВАХ) |
|
Режим обеднения |
|
|
(при уменьшении |
|
|
|Uзи|) |
Активный режим |
Режим сильной |
Режим обогащения |
(пологая область на |
инверсии |
(при увеличении |Uзи|) |
выходной ВАХ) |
|
Режим обеднения |
|
|
(при уменьшении |
|
|
|Uзи|) |
Подпороговый |
Режим насыщения |
— |
режим |
скорости дрейфа |
|
11
Следует отметить, что границы между режимами работы транзисторов нерезкие. Считается [1], что для маломощных интегральных МДП-транзисторов при Uзи > Uпор нужно увеличение напряжения Uси свыше Uс.пер примерно на 200 мВ, чтобы можно было считать свойства транзистора полностью соответствующими активному режиму, причем дальнейшее повышение Uси на несколько вольт может привести к пробою транзистора.
Режимы работы БТ как приборов с двумя взаимодействующими переходами определяются знаками напряжений на переходах база-эмиттер Uбэ и коллектор-база Uкб (рис. 2.2, 2.3). Входное и выходное напряжения совпадают с напряжениями на переходах только при включении БТ по схеме с общей базой (ОБ), для двух остальных схем включения выходное напряжение Uкэ определяется суммой напряжений на переходах: Uкэ= Uбэ + Uкб. Поэтому режимы работы БТ проще разделяются на выходной ВАХ для схемы ОБ (рис. 2.4).
Рис. 2.2. Условные обозначения, схемы включения и напряжения между электродами npn-транзистора
Рис. 2.3. Режимы работы БТ (пунктиром показаны переходные области между различными
режимами)
12
ОБ
ОЭ
Рис. 2.4. Выходные ВАХ БТ, включенного по схеме ОБ и ОЭ
Аналогично УНТ, свойства БТ существенно зависят от “ степени вхождения” транзистора в тот или иной режим работы. Поскольку БТ управляется током, с точки зрения режимных зависимостей параметров транзисторов выделяют области малых, средних и больших токов. Так, деградация параметров БТ в
13
области больших токов проявляется, например, в снижении коэффициента передачи тока эмиттера Iэ (и коэффициента усиления тока базы Iб) и в появлении линейного (омического) участка на входной ВАХ БТ из-за сопротивления пассивной области базы.
3. Параметры биполярных транзисторов
При проектировании и расчете аналоговых электронных устройств, в частности линейных усилителей с использованием биполярных и полевых транзисторов, необходимо знать параметры их линейных (малосигнальных) схем замещения [3, 4]. Определить значения параметров можно, используя справочники, например, [5]. На рис. 3.1 приведены высокочастотные схемы замещения (ЭС) биполярных транзисторов (БТ) (а – Т-образная, б – гибридная П- образная), пригодные для объяснения работы БТ на переменном сигнале в нормальной активной области (т.е. при прямосмещенном pn- переходе “ эмиттер-база” и при обратносмещенном pn- переходе “ коллектор-база”). Для того чтобы БТ находился в нормальной активной области (иначе называемой линейной), следует, как известно, обеспечить надлежащий стационарный режим, т.е. определенное положение рабочей точки (Р.Т.), задавая постоянный ток коллектора IК и постоянное напряжение между выводами коллектора и эмиттера UКЭ требуемой величины. На рис. 3.2 указаны направления этих токов, причем:
Iэ = Iк + Iб ≈ Iк ;
потенциал эмиттера принят равным нулю, а знаками “+” и “-” отмечены потенциалы базы и коллектора. Рекомендуемые значения Iк и Uкэ приводятся в справочниках. В справочниках иногда приводятся и зависимости некоторых параметров от токов и напряжений и от температуры окружающей среды. Это позволяет вносить поправки, если выбранный стационарный режим отличается от рекомендованного, а рабочая температура отличается от номинальной, которая обычно принимается равной
20 оC.
14
а
б
Рис. 3.1. Высокочастотные схемы замещения биполярных транзисторов
аб
Рис. 3.2. Условные изображения npn- и pnp-транзисторов с указанием направлений режимных токов
15
Для области низших и средних частот (больших и средних времен при исследовании переходных процессов) получаем упрощенные схемы замещения, приведенные на рис. 3.3, в которых частотно-зависимые (инерционные) элементы отсутствуют.
а
б
Рис. 3.3. Упрощенные схемы замещения
Коэффициент передачи тока базы β для этой области частот (времен) можно найти по приводимому в справочнике параметру h21э (где буква “ э” означает, что измерение выполнено для схемы с общим эмиттером (ОЭ)):
β ≈ h21э.
16
Если в справочнике приведен параметр h21б ≈ α (буква “ б” означает, что измерение этого параметра произведено при
включении транзистора с общей базой |
(ОБ)), |
то коэффициент |
β=α/(1-α). |
|
|
Можно также воспользоваться соотношением β= I΄к/ Iб, |
||
где приращения токов коллектора и базы |
I΄к и |
Iб при Uкэ = const, |
соответствующем положению Р.Т., определяют с помощью семейства выходных (коллекторных) вольт-амперных характеристик (ВАХ) Iк = f (Uкэ) при включении ОЭ, если они имеются в справочнике (рис. 3.4,а). обратный ток коллекторного перехода (в кремниевых транзисторах он составляет
величину единиц наноампер), |
βN – статический |
коэффициент |
||
передачи тока базы, определяемый на постоянном токе, |
||||
βN = |
IK − IKO |
|
||
|
|
. |
(3.1) |
|
Iб |
|
|||
|
+ I KO |
|
На рис. 3.4,б приведены ВАХ передачи Iк = f (Uбэ) при включении транзистора с ОЭ, которые сливаются практически в одну линию (влияние изменений Uкэ очень слабо). Ток коллектора IK экспоненциально зависит от напряжения между эмиттером и базой
Uбэ:
U |
|
IK = IKO (e бэϕT − 1) . |
(3.2) |
Например, в соответствии с рис. 3.4,а получаем |
I΄к ≈ 10 мА |
при Iб = 100 мкА, поэтому β = 10 мА / 100 мкА = 100. |
|
17
Рис. 3.4. Выходные и входные ВАХ БТ
Заметим, что βN и β несколько отличаются друг от друга по величине (в справочниках иногда обозначают βN как Вст или приводят значения H21Э). На рис. 3.5 показаны типичные зависимости βN и β от Iк. Однако, если других данных не имеется, можно принять, что β = βN. Реальные значения β – десятки ÷ сотни единиц.
Рис. 3.5. Типичные зависимости βN и β от Iк
Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода rэ можно вычислить по формуле
rэ ≈ φт / Iэ.
Учитывая, что φт ≈ 25 мВ, получаем
18
rэ ≈ 25 / Iк ≈ φт / Iэ |
(3.3) |
(результат записывается в омах, если в (3.3) подставлять ток Iк в миллиамперах). Дифференциальное сопротивление коллекторного
перехода rк можно найти по справочному параметру h22б: |
|
rк ≈ 1 / h22б. |
(3.4) |
Иногда в справочниках приводится значение h22э, тогда можно использовать выражение
|
rк / (1+β) ≈ 1 / h22э. |
(3.5) |
|
Можно также воспользоваться соотношением |
|
||
rк / |
(1+β) ≈ Uкэ / |
I΄΄к , |
|
где приращения Uкэ и |
I΄΄к при Iб = |
const, |
соответствующем |
положению Р.Т., определяют с помощью семейства выходных ВАХ
(рис. 3.4,а). Например, из рис. 3.4,а имеем |
Uкэ = 1В |
при |
I΄΄к = |
=0,1мА, поэтому rк / (1+β) ≈ 1В / |
0,1 мА = |
10 |
кОм, а |
сопротивление rк = 101·10 кОм ≈ 1 МОм. Впрочем, этот параметр редко приходится учитывать (лишь при весьма высокоомных внешних сопротивлениях в цепи коллектора Rк), обычно же его влиянием можно пренебречь, считая rк / (1+β) ≈ ∞, т.е. выбрасывая его из схемы замещения на рис. 3.1 и 3.3.
Сопротивление базы rб (это объемное, или распределенное, сопротивление тела базы транзистора) можно вычислить, пользуясь двумя параметрами, приводимыми в справочниках: постоянной времени цепи обратной связи Cкrб (обычно – в пикосекундах) и величиной емкости коллекторного перехода Ск (обычно – в пикофарадах). Зная (Cкrб) и Ск, нетрудно найти величину rб = (Cкrб) / Ск.
Помимо емкости Ск, величина которой определяется, главным образом, барьерной, или зарядной, емкостью обратно-смещенного коллекторного перехода, а вклад диффузионной составляющей пренебрежимо мал, в схеме замещения на рис. 3.1,а имеется ещё один высокочастотный параметр – постоянная времени τβ, которая определяет ход амплитудно-частотной характеристики β& в
области высших частот. Величина τβ зависит от процессов рекомбинации в области базы при диффузии (и, отчасти, дрейфе) неосновных носителей через область базы. В самом деле, передаточная функция (ПФ) коэффициента передачи тока базы транзистора
19
β(p) = β / (1+p τβ), |
(3.6) |
поэтому амплитудно-фазовая характеристика (АФХ)
β& = β/(1+ jω× τβ ) ;
амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики (АЧХ и ФЧХ)
|
|
|
|
|
|
|
& |
= β/ 1 |
+ (ωτ β ) |
2 |
и |
& |
|
β |
|
argβ = -arctg(ω× τβ ) ; |
переходная характеристика (ПХ)
β(t) = β× (1 - e−t / τβ ) .
Соответствующие графики приведены на рис. 3.6, а на рис. 3.7 показаны диаграммы Боде (асимптотические логарифмические АЧХ и ФЧХ) при β = 100 (40 дБ) и τβ =160 нс; частота излома при
этом равна fβ = ωβ / 2π = 1/2πτβ = 1 МГц, а наклон высокочастотной асимптоты АЧХ составляет (-20) дб/декада.
Из рис. 3.7 следует, что предельная частота fТ транзистора, на
|
|
|
|
& |
|
|
|
|
|
|
& |
= 1, может быть вычислена как fT » β× fβ = |
× f , |
||||||
которой |
β |
||||||||
β |
где f – частота измерения, при которой β& принимает на
высокочастотной асимптоте значение | β& |. В справочниках для СВЧ транзисторов обычно приводится не непосредственно fТ , а
|
|
|
& |
|
|
|
& |
|
|
|
|
|
|
||||||
именно значение |
|
(или |
h21э |
), измеренное на некоторой |
|||||
β |
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
частоте f , что и позволяет вычислить fТ . Например, используя рис. 3.7, получим fТ ≈100 МГц. Найдя fТ , определяем среднее время пролёта неосновных носителей через область базы τт = =1/(2πfТ) и затем постоянную времени τβ = τт (1+β).
20