140

Схемы каскадов с индуктивной ВЧ на полевом и биполярной транзисторе одинаковые, сходными являются и эквивалентные схемы в области высоких частот. Однако АЧХ этих цепей в области высоких частот и соответственно переходные характеристики в области малых времен оказываются различными, поскольку комплексные Y-параметры:Y₂₁ иY₂₂полевых и биполярных транзисторов имеют разную структуру.

Рис.4.19

Комплексный коэффициент усиления напряжения схемы рис.4.19:

Подставляя сюда комплексные Y-параметры биполярного транзистора:Y₂₁иY₂₂, а также учитывая, что

-

является комплексной проводимостью коллекторной цепи, где находится индуктивность, можно получить выражение , которое следует представить в стандартной форме. Однако прежде, чем это делать, следует учесть, что ВЧ коррекция используется в широкополосных каскадах и видеоусилителях, где для получения достаточно высокойсопротивлениеR_к выбирают малой величины, так что выполняются неравенства:

Поэтому в области частот близких квыражениеK_U(jω)приближенно можно представить в виде:

Тогда при выполнении равенства возможна идеальная коррекция:

.

Конечно, на очень высоких частотах указанные выше неравенства перестают быть справедливыми и идеальная коррекция каскада невозможна. Однако выполнение условияпозволяет увеличить верхнюю границу полосы пропускания. Обращаясь вновь к исходному выражению, положим при этом. Тогдазапишется в виде:

,(4.17)

где - усиление на средних частотах,

- (4.17^/)

постоянная каскада с коррекцией.

Сравнивая (4.17) с (4.10), приходим к заключению, что при индуктивной коррекции частотные и фазовые характеристики простого и корректированного каскадов с биполярным транзистором имеют одинаковый характер. Поэтому эффективность коррекции в таких каскадах удобно оценить по уменьшению по сравнению с. Беря их из (4.10) и (4.17), получим:

.

Из последнего выражения следует, что эффективность коррекции будет тем меньше, чем меньше и, т.е. чем лучше по частотным свойствам транзистор и больше сопротивлениеR_к. Наоборот, при больших величинахикоррекция может быть очень эффективной. Поскольку (4.17) совпадает с комплексным коэффициентом усиления напряжения обычного резисторного каскада, то переходная в области малых времен характеристика корректированного каскада с биполярным транзистором приимеет известный вид:

.

Аналогично проводится корректирование характеристик промежуточного каскада с биполярным транзистором. Комплексный коэффициент усиления напряжения в области высоких частот запишется:

,

где - входная проводимость следующего каскада и его базового делителя.

Подставляя в последнее выражение:

и полагая , получим:

,

где -

усиление каскада на средних частотах,

постоянная корректированного каскада.

4.2.2. Истоковая и эмиттерная высокочастотная

коррекция

Рассмотренные выше схемы ВЧ с использованием индуктивности достаточно просты и эффективны, однако, применение их в микросхемах затруднено, ввиду технологических затруднениях при реализации таких элементов в интегральном исполнении. Поэтому рассмотрим другой, способ высокочастотной коррекции с помощью частотно-зависимой ООС по току (эмиттерная и истоковая ВЧ коррекция).

Принципиальная схема каскада на биполярном транзисторе с такой коррекцией не отличается от схемы некорректированной ступени-рис.4.6. Однако емкость конденсатора С_Эвыбирается так, чтобы в области низких и средних частот ее сопротивление было существенно больше сопротивленияR_Э. В этом случае в указанных частотных диапазонах в каскаде осуществляется частотно-независимая последовательная ООС по току и комплексный коэффициент передачи по напряжению будет, где.

Поскольку:

,

то получим выражение для глубины связи:

в области низких и средних частот.

При

.

В области высоких частот обратная связь оказывается частотно-зависимой

Используя выражение таблицы 3.1 и учитывая, что в области высоких частот:

_,

запишем:

_.

Если постоянную цепи четырехполюсника обратной связи положить равной, то последнее выражение может быть записано в виде:

где

.

Таким образом, в области высоких частот в каскаде с эмиттерной ВЧ коррекцией полоса пропускания увеличилась в велисину F₁(0), однако это расширение полосы связано с падением усиления в области средних и низких частот во столько же раз. Таким образом, площадь усиления корректированного и некорректированного каскадов оказывается одинаковой. С физической стороны действие рассматриваемой ВЧ коррекции объясняется тем, что с повышением частоты уменьшается петлевое усиление и возрастает ток генератора:

,

что препятствует падению усиления, вызванного резистивно-емкостным характером нагрузки выходной цепи каскада.

4.2.3. Низкочастотная коррекция

(коррекция спада плоской части импульса)

Среди многих схем НЧ коррекции рассмотрим наиболее простую и достаточно эффективную, которая была предложена ещё в 1934 г. советским радиоинженером Р.Г.Шиффенбауэр и до настоящего времени широко используется- рис.4.20.

Рис.4.20

Эквивалентная схема выходной цепи каскада для области низких частот изображена на рис.4.21.

а

Рис.4.21

В этой схеме отсутствует внутренняя проводимость , поскольку обычно. Кроме того, емкостьС_фвыбирается так, чтобы в области высоких и средних частот выполнялось неравенство, а конденсаторС_Эблокирует резисторR_Эдо весьма низких частот и последовательная обратная связь по току в каскаде при такой коррекции отсутствует.

Рассмотрим работу схемы. Корректирующая цепочка R_ф, С_фимеет комплексное сопротивление:

,

которое с понижением частоты в области низких частот возрастает, что вызывает увеличение напряжения между узлами а-бэквивалентной схемы рис.4.21. Поэтому при соответствующем выборе параметров возможна частичная компенсация ослабления сигнала на выходе, создаваемого цепью:С_р-R_н.

Обычно в диапазоне коррекции выполняется условие:

,

где .

В этом случае напряжение между точками а-бцепи может быть достаточно точно определено без учета сопротивленияZ_С:

.

В то же время , где.

Тогда коэффициент передачи цепи рис.4.21 в области НЧ запишется:

(4.18)

где - коэффициент усиления каскада в области средних частот,.

Если для самой низкой частоты рабочего диапазона в области НЧ выполняется неравенство:

или ,

то в выражении (4.18) можно пренебречь членом 1/в, тогда

,

где .

При выполнении условия:

(4.18^/)

получаем ,т.е. идеальную НЧ коррекцию. Условие (4.18^/) означает, что с уменьшением частоты при переходе из диапазона средних частот к низким нарастание напряжения на корректоре равно падению сигнала в цепиR_H-C_P.

Если в диапазоне корректируемых частот скорость нарастания сигнала на корректоре при уменьшении частоты окажется больше, чем в цепочке R_H-C_P, то в результирующей частотной характеристике каскада с НЧ коррекцией будет наблюдаться подъем, что также неблагоприятно в целях достижения равномерного усиления в возможно более широком диапазоне НЧ.

Следует заметить, что исследуемая схема достаточно хорошо реализует рассмотренный принцип коррекции в области низких частот и позволяет без затруднений уменьшить граничную частоту в раз.

Рассмотрим переходную характеристику схемы в области больших времен. Оператор коэффициента передачи корректора:

тогда (4.19)

Изображению (4.19) соответствует оригинал:

,

где .Прииз последнего выражения имеем:

,

где . Переходная характеристика цепиС_Р-R_Н:; при, также имеем:

Следовательно, для диапазона больших времен и ,получаем приближенное равенство:

(4.20)

Из (4.20) следует, что при выполнении условия идеальной коррекции переходной характеристики, когда

- переходный процесс не зависит от времени.

Очевидно, условие идеальной коррекции означает равенство начальных скоростей нарастания напряжения на корректоре и спада напряжения в цепиR_Н–С_Р-. Если, то в переходной характеристике наблюдается подъем (перекоррекция). Легко понять, что полной компенсации спада во всем интервале больших времен достичь нельзя, так как это потребовало бы формирования на выходных электродах усилительного элемента напряжения нарастающего придо бесконечности, что физически невозможно. Можно показать, что приспад корректированной ступени в области больших времен приближенно записывается в виде:

,

где по-прежнему , а - длительность входного прямоугольного импульса.

В резисторных каскадах с полевыми транзисторами НЧ коррекция описывается теми же выражениями, что и в рассмотренной выше схеме с биполярными транзисторами.