2.7. Спутниковые системы связи с мдвр

В ССС с МДВР применяют цифровые методы модуляции. При использовании МДВР, период одного цикла передачи Т_ц распределяется между всеми ЗС. На рис.2.19 в качестве примера представлено распределение времени Т_к при 6 ЗС, где Т_с ­- длительность синхроимпульса для синхронизации циклов всех шести ЗС в течение Т_ц; Т₁…Т₆ - время выделенное соответствующей ЗС (информационные пакеты ЗС).

Рис.2.19. Многостанционный доступ с временным разделением при шести ЗС

Между каждым информационным пакетом добавляется защитный интервал (Т_зи), т.к. система синхронизации неидеальна и могут возникнуть перекрытия информационных пакетов. Цикл модуляции выбирают равным Т_ц = 124 мкс (для телефонных каналов). Синхросигнал излучает только ведущая ЗС, и через ИСЗ он передается на ведомые (остальные) ЗС. Каждая ЗС, получив синхросигнал, определяет время начала и окончания излучения информационного пакета длительностью Т_i. Нужно обеспечить точное начало поступления на вход приемника ИСЗ информационного пакета от каждой ЗС_i. Отведенное время для каждой ЗС Т_i заранее известно. При этом нужно учесть время на распространение синхросигнала и на распространение информационного пакета до ИСЗ, потому что ИСЗ может перемещаться по орбите, и точность слежения системы синхронизации ΔТ_синх ≤ 0,1 нс.

Время информационного пакета каждой ЗС Т_i подразделяется на время вводной части (Т_в) и информационные импульсы адресованные соответствующим ЗС: Т_зс1, Т_зс2, Т_зс3… (рис.2.20).

Рис.2.20. Пример информационного пакета земной станции ЗС4 при передаче информации 5 остальным ЗС

Вводная часть каждого информационного пакета (Т_в) включает в себя:

• время сигнала опознавания ЗС;

• время сигнала служебной связи;

• время сигнала восстановления несущей частоты на принимаемой ЗС;

• время сигнала восстановления тактовой частоты (внутрицикловой синхронизации).

Основной недостаток ССС с МДВР - это сложность системы временной синхронизации.

Достоинством является то, что при МДВР сигналы от разных ЗС проходят через ИСЗ поочередно. Поэтому не требуется регулировать мощности передатчиков ЗС для выравнивания мощностей на входе приемника ИСЗ, что требовалось в ССС с МДЧР. По той же причине усилители мощности на ИСЗ могут работать в нелинейном режиме и отдавать большую мощность, не опасаясь появлению продуктов нелинейности (рис.2.18).

2.8. Спутниковые системы связи с мдкр

Спутниковые системы с кодовым разделением каналов формируются на основе использования шумоподобных сложных сигналов (СлС). СлС иначе называют шумоподобными (ШПС), а также псевдослучайными, широкополосными. При этом подчеркивается всякий раз одна из характерных особенностей.

Достоинство ШПС объясняется их большой избыточностью по занимаемой полосе частот ΔF, которая определяется базой ШПС:

где: F_S - ширина спектра сигнала; T_S - длительность ШПС.

В системах ССС T_S = T_инф - длительность информационного импульса.

Например, в асинхронной системе передачи информации (АСПИ) со скоростью R_инф = 5 кБит/с простыми сигналами требуется полоса F_инф­ = 5 кГц, а Т_инф = 200 мкс, тогда В = F_инф ­· Т_инф = 5 · 10³ · 200 · 10^-6 = 1.

Для СлС, например, при тактовой частоте f_т = 20 МГц F_S = 20 МГц по уровню 0,5 (рис.2.21), и В = F_S · Т_инф = 20 · 10⁶ · 200 · 10^-6 = 4000.

При этом длина N_э псевдослучайной последовательности (ПСП), на основе которой формируется ШПС, равняется базе ШПС, т.е. N_э = B. Действительно, при f_т = 20 МГц, длительность элементарного импульса ПСП равна:

Т_э = 1/f_т = 1/(20 · 10⁶) = 0.05 мкс;

тогда в Т_инф = 200 мкс умещается N_э = Т_инф / Т_э = 200 · 10^-6/0,05 · 10^-6 = 4000 элементарных импульсов ПСП, т.е. действительно В = N_э.

Или F_S = f_т = 1/Т_э и Т_инф = N_э · Т_э, тогда В = F_S · Т_инф = (1/ Т_э) · N_Э · Т_Э = N_Э.

Рис.2.21. Огибающая амплитудно-частотного спектра F_S(f) СлС при f_т = 20 МГц

Выше полученные соотношения иллюстрируем рис.2.22, на котором представлена временная диаграмма псевдослучайной видеопоследовательности СлС Т_инф = 200 мкс, Т_э = 0,5 мкс.

Рис.2.22. а - Временная диаграмма псевдослучайной последовательности СлС при Т_инф = 200 мкс; б - Радиочастотное заполнение фазовой манипуляции СлС при двух значения фазы «0» и «π»

Затем последовательность переводится на радиочастоту путем фазовой манипуляции (ФМн) на два значения фазы «0» и «π». Начальная фаза радиочастотного заполнения каждого элементарного импульса СлС определяется правилом формирования ПСП, т.е. алгоритмом формирования ПСП, иначе кодом. Тогда для l-го ФМн СлС

,

где ω_Sl - несущая частота;

- алгоритм изменения фазы двоичного СлС.

Амплитудно-частотные спектры F_Sl различных ФМн СлС достаточно равномерны. Основное отличие СлС в частотной области заключается в их фазочастотных спектрах. Ширина амплитудно-частотного спектра F_S увеличивается в N_э раз по сравнению с полосой сигнала F_инф (рис.2.23), а спектральная плотность СлС G_S = N₀ - уменьшается в N_э раз.

Рис.2.23. Огибающая амплитудно-частотного спектра ФМн СлС F_S(t)

В результате того, что энергия СлС распределяется в широкой полосе F_S по сравнению с F_инф, обеспечивается энергетическая скрытность СлС.

В приемном устройстве асинхронной системы передачи информации (АСПИ) с выхода УПЧ ФМн СлС поступает на вход согласованного с ним фильтра (СФ), либо коррелятора. В СФ происходит сжатие СлС во времени. Для этого структура СФ согласуется с фазово-кодовой структурой конкретного ФМн СлС. С этой целью с выходов каждого из элемента задержки (ЭЗ) СФ либо включается фазовращатель на «π», либо он не включается. В результате СФ становиться комплексно сопряженным с ожидаемым ФМн СлС (рис.2.24).

Рис.2.24. Фазо-кодовая структура СФ, комплексно сопряженная с ФМн СлС

В момент полного вхождения СлС в СФ происходит совпадение по фазе элементарных импульсов СлС со всех отводов ЭЗ СФ. При этом в момент окончания информационного импульса амплитуда СлС на выходе СФ увеличивается в N_э раз. Тогда, если на входе приемника действует помеха в виде сосредоточенного по спектру СлС белого шума, то отношение сигнал/помеха по мощности на выходе СФ.

h_вых.сф = (Р_сиг /Р_пом )_вых.сф увеличивается в N_э раз по сравнению со входом СФ:

.

При использовании квазикогерентного корреляционного приемника после вхождения в синхронизм происходит сжатие СлС по спектру в N_э раз. Поэтому в момент окончания информационного импульса h_{вых.кор}=(Р_сиг /Р_пом )_{вых.кор} также увеличивается в N_э раз по сравнению со входом (рис.2.25).

Рис.2.25. схема корреляционного приемника и сигнал на его выходе

Таким образом, использование СлС позволяет повысить помехозащищенность РТС, которая зависит от повышения помехоустойчивости и энергетической скрытности. Кроме того, применение СлС позволяет обеспечить кодовое, либо частотно-кодовое разделение большого числа одновременно действующих абонентов (например, сотен) в общей полосе частот ΔF, а также асинхронный режим их вхождения в связь через общий ретранслятор. В этом случае можно говорить о помехозащищенных многоадресных асинхронных средств передачи информации (СПИ), т.е. АСПИ.

Перечисленные достоинства АСПИ с ШПС проявляются наиболее полно при больших базах (более тысячи) ШПС.

На рис.2.26 показана структура размещения ЗС в АСПИ, а также структурная схема аппаратуры ретранслятора и абонентов и устройств обработки СлС, т.е. ШПС (УОСлС).

Рис.2.26. Размещение ЗС в ССС и структурная схема АСПИ и аппаратуры устройств обработки ШПС

Поясним передачу информации в ССС с ШПС на примере использования кодово-импульсной модуляции (КИМ). Так, для передачи одной из 32 букв алфавита требуется 5 информационных импульсов, так как 2⁵ = 32. Тогда последовательность информационных импульсов может быть, например, такой, как на рис.2.27.

Рис.2.27. Временная диаграмма информационных последовательностей при КИМ

В каждом информационном импульсе размещается N_э элементарных импульсов ШПС. Структурная схема ПРД ЗС при передаче КИМ противоположными сигналами представлена на рис.2.28.

Рис.2.28. Структурная схема ПРД ЗС ССС

Положительный информационный сигнал  передается основной псевдослучайной последовательностью (ПСП), а отрицательный Ө - негативной ПСП, т.е. такой, у которой начальные фазы элементарных импульсов инвертированы на противоположные.

На выходе источника двоичной информации будем иметь последовательность информационных импульсов, представленную на рис.2.27. На выходе генератора ПСП для информационных каналов (ИНФ) будем иметь временную диаграмму, аналогичную той, что на рис.2.22. На выходе кодера получаем либо основную ПСП, либо негативную ПСП в зависимости от знака информационного импульса. Для синхронизации в приемном устройстве кольца ФАПЧ используется непрерывно повторяющийся отдельный сложный синхросигнал (СИНХ), который засинхронизирован с ИНФ.

Как уже выше отмечалось, одним из основных достоинств ССС с ШПС является возможность передавать информацию, когда уровень взаимных помех и мощных помех от других РТС на входе приемника ретранслятора в сотни раз превосходит полезный ШПС, т.е. в этом случае дБ. Напомним, что в противоположность этому СПИ с простыми сигналами могут обеспечить удовлетворительную передачу информации, лишь, когда на входе приемника полезный сигнал превосходит помеху. Так, при ЧМ сигналедолжно быть более (10 ÷ 15) дБ; при АМ сигнале≥ 10 дБ.

Для того чтобы ССС с ШПС могла функционировать, когда ≤ 30 дБ, необходимо, чтобы база ШПСВ ≥ (4 - 8) тысяч.