Моделирование _2026 / Моделирование_гр-2026 / АПОИ-Ч 1-v5-Stud

- 11 -

Число арифметических операций на элемент разрешения для трехкоординатной РЛС с когерентной обработкой сигналов составляет 100÷200 опер/эл.р.

Число операций на обзор для трехкоординатной РЛС равно:

Nоп / обз =Wэл N эл. разр = (3...5) 107 (100 ÷ 200) = 3 ÷10млд.оп/ обз

Производительность вычислителя системы первичной обработки трехкоординатной РЛС (без системы отображения РЛ-информации) должна составлять порядка 1...3 млд.оп/сек.

До недавнего времени реализовать такое быстродействие вычислительного устройства можно было лишь при использовании:

-конвейерных методов обработки информации,

-распараллеливания вычислительных устройств при реализации алгоритмов,

-аппаратных методов реализации вычислительных устройств и при применении специально ориентированных на выполнение конкретных алгоритмов (например, БПФ) серий микросхем.

Первичная обработка РЛ-информации реализуется, как правило, на цифровых процессорах, работающих по "жесткой" (фиксированной) программе обработки, это так называемые, процессоры с жесткой логикой (программой) обработки.

Процессоры первичной обработки реализуются на ИМС средней и большой интеграции. Производительность процессоров первичной обработки РЛ-информации составляет десятки и сотни млн. арифметических операций в секунду.

Вторичная обработка РЛ-информации реализуется на программируемых процессорах, в частности на микро - и мини-ЭВМ. Производительность процессора вторичной обработки составляет ~ единицы млн/опер. в секунду.

Система отображения РЛ-информации служит для отображения (визуализации) результатов обработки сигналов с выхода систем первичной и вторичной обработки РЛинформации.

В настоящее время широко применяются TV-режимы отображения информации. Отображаются как РЛ-сигналы с выхода процессора первичной обработки, так и синтезированная картинка (с элементами графической информации, служебными символами и цифробуквенной информацией). В систему отображения входят ЭЛТ, кадровое ОЗУ, процессор формирования графической и знако-буквенной информации.

Типичные варианты реализации алгоритмов обработки РЛ-информации сведены в Таблицу 1 (комментарий к рис.1).

- 12 -

Структурная схема обработки РЛ-информации, включающая все основные этапы обработки, приведена на рис.2.

Рассмотрим назначение, алгоритмы работы, структуру и варианты реализации основных блоков этой структурной схемы.

2. ЦИФРОВАЯ АРУ

(Цифровая фоновая АРУ)

Фоновая АРУ служит для уменьшения динамического диапазона сигналов на выходе приемника (диапазон на входе приемника может достигать 80...120 дБ, а на выходе приемника он снижается благодаря работе фоновой АРУ до 20...30 дБ).

Это обеспечивает работу приемника в линейном режиме (в диапазоне 20...30 дБ), а также обеспечивает согласование динамического диапазона сигналов с выхода ПРМ с динамическим диапазоном индикатора. Кроме того, фоновая АРУ снижает требования к разрядности АЦП и тракта обработки сигналов.

Функциональная схема простейшей фоновой АРУ (ФАРУ) приведена на рис.3.

- 13 -

Назначение блоков ФАРУ:

(1) - АВК - амплитудно-временной квантователь (квантизатор) - реализует амплитудное бинарное квантование входного процесса xa (t, j) , т.е. обеспечивает нормализацию

выходных сигналов квантователя по амплитуде до (ТТЛ-уровней) и длительности. Uоп - опорное напряжение ФАРУ (лежит в диапазоне 0,2...1 В).

ТИ - (частота fвд) - тактовые импульсы временной дискретизации.

Частота fвд согласуется с шириной спектра обрабатываемого процесса. (fвд = 0,5...15 МГц).

(6) - Реверсивный счетчик (разрядность "РС">"n"). Число разрядов "n" определяет скорость переходных процессов в ФАРУ и качество регулирования.

- 14 -

(7) - ЦАП - цифроаналоговый преобразователь - на выходе ЦАП формируется напряжение регулирования приемника РЛС.

U рег (i, j) = Kцап Qij = 2Un pm−1 Qij ,(U pm =Umцап )

-где Kцап - коэффициент передачи ЦАП, Qij - код (состояние) на выходе реверсивного счетчика (6).

-i - номер дискрета (точки) дальности, j - номер зондирования.

-U pm - напряжение запирания приемника.

-Umцап - максимальное напряжение на выходе ЦАП.

Регулировочная характеристика РЛ-приемника показана на рис.4.

Ку(Uрег)

К0

Uрег

Рис.4. Регулировочная характеристика

Структура квантизатора (амплитудно-временного квантователя - АВК) приведена на рис.5.

Рис.5 Структурная схема квантизатора (АВК)

Сигналы на выходе Амплитудного Квантователя определяются выражением:

- 15 -

На выходе квантизатора (1) формируются квантованные импульсы Aij по следующему алгоритму:

Aij =1 − Aij

Aij - формируется на инверсном выходе квантизатора. Эпюры по работе квантизатора приведены на рис.6.

Алгоритм работы фоновой АРУ в целом:

Для импульсных радиолокационных станций с механическим сканированием по азимуту характерна обработка периодически нестационарных сигналов. Поэтому во многих случаях ФАРУ выполняется многоканальной по дальности и регулировка усиления РЛ-приемника осуществляется не по координате дальности, а по координате - азимута.

Для реализации многоканальной (по точкам дальности) ФАРУ в схему на рис.3. дополнительно вводят ОЗУ (с числом ячеек равным числу точек дальности - блок 8 на рис.7) и регистр-защелку (блок 9 на рис.7).

Развернутая структурная схема многоканальной ФАРУ приведена на рис.7.

- 16 -

Алгоритм работы многоканальной фоновой АРУ:

3.АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ

3.1.Бинарный АЦП

Врадиолокации с внедрением в практику цифровых методов обработки первоначально использовались простейшие АЦП, реализующие бинарное квантование

входной смеси xa (t, j) (т.е. сигналов с входа детектора РЛ-приемника). Как правило,

такие устройства имели петлю регулирования уровня квантования и по своей схеме во многом повторяли схему цифровой ФАРУ.

Схема бинарного АЦП (с петлей регулирования порога квантования) приведена на рис.8

- 17 -

Эта схема отличается от схемы одноканальной ФАРУ, представленной на рис.3

тем, что напряжение регулирования подается на пороговый вход компаратора, а в цепь импульсов "не превышения" включена пересчетная схема (делитель частоты) /блок 8/.

включению в цепь A(i, j) делителя частоты вероятность квантования шумовых выбросов (рис.6) по стационарному шуму будет равна:

Схема включения бинарного АЦП в тракт обработки РЛ-сигналов приведена рис. 8а.

3.2.Многоразрядные АЦП

Впоследние 10-15 лет в радиолокации, телевидении (TV), системах отображениях все шире стали применяться многоразрядные АЦП с числом разрядов от 6...8 до 10...12. Так как требуемое время преобразования аналоговых сигналов в этих приложениях мало (составляет 20...400 нсек), то применяемые здесь АЦП по принципу построения относятся к АЦП непосредственного считывания (параллельные АЦП).

Для лучших образцов таких АЦП частота временной дискретизации fвд составляет 20...50 МГц и более. Отечественные АЦП, обеспечивающие такие показатели:

1107ПВ 1 (2), 3 (4), 5, 7.

¦ ¦ ¦ ¦ ¦ ¦

(6р) (8р)(6р)(8р)(6р)(8р)

К сожалению, отечественные производители полупроводниковых интегральных микросхем в настоящее время производят недостаточно широкий спектр быстродействующих аналого-цифровых преобразователей. Поэтому в практике разработок РЛ-систем в настоящее время часто используется и зарубежная элементная база. Ниже в таблице приводятся сравнительные характеристики 10-ти разрядных быстродействующих АЦП (имеющих частоту дискретизации 20 MSPS…50 MSPS, выпускаемых различными зарубежными фирмами /1 MSPS - один миллион выборок (отсчетов) в секунду/.

Для АЦП, приведенных в Таблице 2А, важным параметром является количество эффективных разрядов на высокой частоте (ENOB, ВЧ).

- 19 -

Межпериодая фильтрация (накопление) радиолокационных сигналов реализуется разными способами. Классификация вариантов реализации алгоритмов межпериодного накопления приведена на рис.9.

На рис.9.а представлены частотная характеристика гребенчатого фильтра накопления, а также весовые функции фильтров разных типов: 1) КИХ фильтра с равновесным весовым окном, 2) КИХ-фильтра с неравновесным весовым окном, 3) БИХфильтра - рекурсивногофильтра 1-го порядка.

1). Межпериодное накопление на скользящем азимутальном окне

(трансверсальный фильтр с неравновесной весовой функцией)

Трансверсальный фильтр (КИХ-фильтр) с неравновесной функцией производит суммирование сигналов в одноименных точках дальности (для всех элементов разрешения по дальности) на скользящем азимутальном интервале длиной N П .

Алгоритм работы такого фильтра:

Y (i, j) = ∑j Bs− j+NП X (i, s)

s= j−NП +1

или

NП

Y (i, j) = ∑Bs X (i, j − N П + s)

s=1

- 20 -

Структура НСО (накопитель на скользящем окне), представляет собой трансверсальный фильтр с числом отводов N П , N П . - число импульсов в пакете В этом

случае реализуется прямоугольное весовое окно КИХ-фильтра. КоэффициентыBS могут

быть и разными (эпюра 2 на рис.9А.): при этом реализуется неравновесное весовое окно КИХ-фильтра.

Основные синхросигналы, определяющие работу накопителя "скользящее окно", представлены на рис.10а.

На рис. 10а. приняты обозначения:

i - номер дискрета (точки) дальности, j - номер зондирования, N П - объем пакета (интервал памяти азимутального фильтра), ИНД - импульсы начальной (нулевой) дальности, ТИ - тактовые импульсы временной дискретизации (меандр с частотой fвд ),

N R - число обрабатываемых в накопителе дискрет (точек) дальности.

Реализация межпериодных КИХ - фильтров (по рис.10) достаточно сложна: требуется N П быстродействующих регистров сдвига (длиной N R ), N П весовых блоков

(умножителей на коэффициентBS ) и N П - входовый сумматор многоразрядных

операндов.

Существенно проще реализуются КИХ - гребенчатые фильтры с прямоугольным весовым окном - в этом случае исключаются весовые блоки BS , а также существенно

проще может быть реализована процедура суммирования отсчетов x(i, j) на скользящем

азимутальном окне.

Реализация КИХ - фильтра с прямоугольным весовым окном представлена на

рис.11.

Простейшим вариантом цифрового накопителя "на скользящем азимутальном окне" является накопитель бинарно-квантованных сигналов. В этом случае Rx =1, а

сигналами на выходе бинарного АЦП (квантзатор + ЦРПК) являются отсчеты Aij на выходе квантизатора.