Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Пакетно-оптические транспортные сети. Технологии оптических транспортных сетей. Ч. 1. Учебное пособие
.pdf
CRZ , CSRZ и APRZ форматы. Чирпированный (содержащий частотную
модуляцию) RZ (CRZ,Chirped RZ, рисунок 1.40) является одним из самых
успешных форматов. Он формируется при прохождении RZ-сигнала через
фазовый модулятор, на который подается периодический сигнал на частоте
следования информационных сигналов B. У сигнала в формате CRZ спектр
шире, чем у RZ-сигнала, что ограничивает максимально достижимую
спектральную эффективность и, таким образом, пропускную способность.
Однако этот формат получил широкое распространение в 10 Гбит/с подводных
системах, потому что он значительно более устойчив к нелинейным эффектам.
CRZ особенно хорошо противостоит внутрисимвольным нелинейным
искажениям (т.е. искажениям, влияющим на форму отдельного изолированного
импульса).
Рисунок 1.40 - Формат СRZ
Позже было установлено, что в 40 Гбит/с системах преобладают
межсимвольные нелинейные эффекты (также относящиеся к внутриканальным
эффектам, включая кроссфазовую модуляцию и четырехволновое смешение).
Это открытие побудило к детальному изучению ряда других форматов
модуляции, которые, как ожидается, улучшат характеристики 40 Гбит/с систем
передачи. Формат RZ с подавленной несущей (CSRZ,Carrier Suppressed RZ,
рисунок 1.41) первоначально использовался в континентальных линиях связи
со скоростью 40 Гбит/с по одному каналу. В этом формате дополнительный
сдвиг фазы на π разделяет последовательные битовые такты путем
дополнительной фазовой модуляции на частоте, равной половине частоты
следования импульсов.
Рисунок 1.41 - Формат СSRZ
42
Однако формат CSRZ не очень эффективен против внутриканальных
нелинейных эффектов. Применяя дополнительный сдвиг фазы на π/2 к
последовательным битовым тактам вместо π, чтобы получить так называемый
«RZ с дополнительным сдвигом фазы на π/2» (APRZ, Alternate Phase RZ,
рисунок 1.42) формат, можно добиться более существенного снижения
внутриканальных искажений.
Рисунок 1.42 - Формат APRZ
Форматы фазовой модуляции DPSK. Во втором классе форматов
модулируемым параметром является фаза. Поскольку модуляция абсолютного
значения фазы в оптических системах оказалась затруднительной,
практический интерес представляют форматы на основе дифференциальной
фазовой модуляции (DPSK). В отличие от рассмотренных выше форматов, в
DPSK информация содержится в разности фаз между двумя
последовательными импульсами (рисунок 1.43), при этом мощность излучения
информации не несет. Поскольку информация содержится в изменении фазы от
символа к символу, то сигнал, управляющий фазовым модулятором,
необходимо сначала преобразовать, используя процедуру, называемую
дифференциальным кодированием.
Рисунок 1.43 - Формат DPSK
В большинстве экспериментов используется DPSK-модулятор в
комбинации с формирователем RZ- или CSRZ-импульсов, т.е. RZDPSK- и
CSRZDPSK-форматы (рисунок 1.44 и рисунок 1.45 соответственно).
43
Рисунок 1.44 - Формат RZ-DPSK
Рисунок 1.45 - Формат CSRZ-DPSK
Формирование импульса может быть выполнено с помощью
MZ-модулятора, который управляется периодическим сигналом на частоте B
(как в RZ-схеме), или на частоте B/2 (как в CSRZ-схеме). В RZDPSK- и
CSRZDPSK-форматах амплитудная модуляция является дополнительной и не
несет никакой информации. Фаза сигнала при модуляции RZDPSK не
отличается от соответствующей фазы при DPSK-кодировании. При модуляции
CSRZDPSK, как и при обычном CSRZ-кодировании, фаза в начале каждого
такта скачкообразно изменяется на π. Получается, что фаза любого
CSRZDPSK-сигнала дополняет фазу аналогичного RZ DPSK (или DPSK)
сигнала до π. Экспериментальные исследования показали, что при скорости
передачи 40 Гбит/с DPSK-сигналы удавалось передать на большие расстояния
с меньшими потерями, чем сигналы в других форматах. Однако в этом случае
необходимы дорогие терминалы.
В общем случае в процессе оптической демодуляции сигнал,
модулированный по амплитуде, интенсивности, частоте, фазе или по
поляризации, преобразуется таким образом, что на выходе демодулятора
появляется восстановленный информационный сигнал, которым была
модулирована оптическая несущая (излучение). Существуют два метода
демодуляции сигналов:
1) прямое фотодетектирование;
2) фотосмешение.
44
При прямом фотодетектировании преобразование оптического сигнала,
Информационный
сигнал с(t)
I
ф
(t)
Р(t)
ФД
ФНЧ
модулированного по интенсивности, в электрический (демодуляция)
осуществляется фотодетектором (ФД), на фоточувствительную поверхность
которого подается модулированный сигнал. По отношению к напряженности
поля ФД имеет квадратичную характеристику. Выходной ток фотодетектора
I
(t) пропорционален квадрату амплитуды оптического поля или мощности Р(t)
ф
падающего на фоточувствительную поверхность оптического сигнала.
Следовательно, подавая модулированный по интенсивности оптический сигнал
непосредственно на фотодетектор, можно очень просто преобразовать его в
электрический сигнал с сохранением, в идеальном случае, формы
модулирующего сигнала, т.е. I
(t) ~ с(t). Такой метод демодуляции называется
ф
также некогерентным (энергетическим) приемом. Отметим, что в этом случае
вся информация о частоте, фазе и амплитуде оптического поля теряется.
Поэтому прямое фотодетектирование исключает применение амплитудной,
частотной и фазовой модуляций. Структурная схема прямого
фотодетектирования показана на рисунке 1.46, где фильтр нижних частот
имеет полосу пропускания, равную полосе модулирующего сигнала.
Рисунок 1.46 - Прямое фотодетектирование
гетеродинный и гомодинный методы приема. С помощью направленного
ответвителя (НО) осуществляется суммирование (фотосмешение) поля
принимаемого сигнала Ес(t) с полем гетеродинного излучения Е
генератора (МГ) оптического излучения. В результате на вход фотодетектора
поступает поле Е
Рисунок 1.47 - Фотосмешение
Практической реализацией фотосмешения (рисунок 1.47) являются
(t) – местного
г
(t) = Е
фд
(t) + Ег(t). После детектирования квадратичным
с
45
фотодетектором ФД суммарного поля при гетеродинном приеме на выходе ФД
образуется сигнал промежуточной (разностной) частоты, который выделяется
полосовым фильтром ПФ. При этом амплитуда, фаза и частота сигнала
промежуточной частоты соответствуют модулируемым параметрам
принимаемого оптического сигнала. Когерентный прием реализуется
значительно сложнее прямого детектирования. Это объясняется тем, что на
фоточувствительной поверхности фотодетектора требуется очень высокая
точность совмещения волнового фронта поля гетеродинного излучения с
волновым фронтом поля принимаемого сигнала. В противном случае сигнал
промежуточной частоты будет иметь сильное ослабление. Гомодинный прием
отличается от гетеродинного тем, что частоты излучения гетеродина
местного генератора, и генератора оптического излучения сигнала совпадают.
В этом случае вместо полосового фильтра устанавливается фильтр нижних
частот, который должен иметь полосу пропускания, равную полосе
модулирующего сигнала. Гомодинный метод приема по сравнению с
гетеродинным обеспечивает более высокое отношение сигнал/шум. Отметим,
что при когерентном приеме можно осуществлять все виды модуляции
оптической несущей.
1.11. Коды в линии
Под кодом в линии понимают вид цифрового кода (сигнала), используемого
для передачи информации по линейному тракту. Код в линии выбирается с
учетом среды распространения цифрового сигнала и вытекающей из этого
специфики построения линейного тракта. В любом случае он должен
обеспечивать возможность однозначного восстановления последовательности
символов исходного цифрового сигнала, поступающего на вход оконечной
аппаратуры линейного тракта.
К цифровым кодам, передаваемым по линейным трактам ЦВОСП,
предъявляются следующие основные требования.
1. Энергетический спектр должен иметь ограничение как сверху, так и
снизу. Чем уже спектр сигнала, тем меньше мощность шума и его влияние.
2. Код в линии должен обеспечивать возможность выделения колебания
тактовой частоты.
3. По причине нелинейной зависимости модуляционной характеристики
лазерного диода от управляющего сигнала и от температуры код в линии должен
быть двухуровневым.
4. Должна обеспечиваться возможность контроля качества передачи
информации в процессе эксплуатации без перерыва связи, а также возможность
передачи сервисных сигналов (телеконтроля и служебной связи).
46
Реализация всех указанных требований достигается введением при
линейном кодировании избыточности. Избыточность линейного кода придает ему
заданные свойства и для двухуровневых кодов сопровождается увеличением
тактовой частоты.
В линейных трактах ЦВОСП широко применяются блочные алфавитные
коды mBnВ . В таких кодах последовательности из m двоичных символов
исходного цифрового сигнала заменяются последовательностями из n (n>m)
двоичных символов кода в линии. Увеличение тактовой частоты сигнала,
передаваемого по линии, по сравнению с тактовой частотой исходного сигнала
(коэффициент изменения тактовой частоте) равно n/m.
Рисунок 1.48 - Коды в линии
Наиболее простыми и весьма эффективными являются коды в линии класса
1В2В, представленные на рисунке 1.48. Отметим, что эти коды могут быть
отнесены к классу 1В2В лишь формально. Они не имеют избыточность по
сравнению с исходной двоичной последовательностью. Длинные
последовательности нулей в коде ВН (RZ) и последовательности одинаковых
символов в коде БВН (NRZ) приводят к сбою тактовой синхронизации. Для
устранения этого недостатка данных кодов осуществляют скремблирование
цифрового сигнала, т.е. придание свойств случайной последовательности
символов 1 и 0 независимо от статистических свойств источника. В
скремблированном сигнале символы 1 и 0 передаются на всех тактовых
интервалах независимо и равновероятно.
Одной из важных характеристик кодов в линии является, как отмечалось
выше, энергетический спектр, который для случайной последовательности
импульсов состоит из двух частей: дискретной Gд(f) и непрерывной Gн(f).
Непрерывная составляющая отражает спектральное распределение мощности
случайных изменений импульсной последовательности, связанных с передачей
47
информации. Непрерывные спектры широко применяемых кодов показаны на
рисунке 1.49.
Дискретная составляющая энергетического спектра содержит постоянную
составляющую линейного сигнала, тактовую частоту и ее гармоники, что
облегчает выделение тактовой частоты в регенераторах и на оконечных станциях.
С энергетическим спектром тесно связана энергетическая ширина спектра ΔF,
содержащая 90% энергии элементарного импульса и характеризующая удельную
часть непрерывной составляющей энергетического спектра на тактовом
интервале.
Рисунок 1.49 - Непрерывная часть энергетического спектра линейных кодов:
1-NRZ; 2- RZ; 3- BI-L,BI-S; 4-CMI;5-EP-1 и код Миллера;6-EP-2
1.12. Фотоприемники
Фотоприемники обеспечивают преобразование оптического излучения в
электрический ток или напряжение, что позволяет осуществлять обработку
сигналов (усиление, фильтрацию и т. д.) электронными схемами. Из большого
числа различных типов фотоприемников в ВОСП применяются только
фотодиоды: p-i-n и лавинные фотодиоды (ЛФД), работающие в фотодиодном
режиме, т. е. при обратном смещении.
В основе работы фотодиодов лежит явление внутреннего фотоэффекта в
полупроводниковом материале, связанное с поглощением фотона, энергия
которого больше или равна ширине запрещенной зоны. При таком поглощении
происходит переход электрона из валентной зоны в зону проводимости
(генерация электронно-дырочной пары).
Усиление первичного фототока обеспечивается механизмом лавинного
умножения, который используется в структуре ЛФД. Профиль распределения
легирующих примесей в ЛФД подобран таким образом, что при сравнительно
большом обратном смещении создается сильное электрическое поле, в котором
носители заряда приобретают энергию, достаточную для ударной ионизации и
48
лавинного умножения первичных носителей заряда. Лавинное умножение
(усиление) первичного фототока является случайным процессом, и поэтому оно
вносит дополнительные шумы. Усиление ЛФД характеризуется средней
величиной коэффициента лавинного умножения (коэффициентом умножения
М), который показывает, во сколько раз выходной фототок лавинного фотодиода
превышает первичный фототок фотодиода, протекающий при отсутствии в нем
эффекта лавинного умножения.
Коэффициент умножения ЛФД составляет несколько десятков, так что
токовая чувствительность лавинных фотодиодов значительно превышает
токовую чувствительность р-i-n - фотодиодов.
Рисунок 1.50 - Зависимость коэффициента умножения ЛФД
от рабочего напряжения
Одним из главных недостатков ЛФД является сильная температурная
зависимость коэффициента умножения, рисунок 1.50. Другими недостатками
являются требование более высокого напряжения питания, меньшая надежность и высокая стоимость.
Контрольные вопросы
1. Перечислите основные спектральные диапазоны, в которых передается
оптический сигнал.
2. В чем различие оптических волокон SF, DSF, NZDSF?
3. Для чего используют брэгговскую решетку?
4. Какие типы оптических усилителей вы знаете? В чем их различие?
5. Поясните эффект Бриллюэна.
49
Развитие систем WDM (Wavelength Division Multiplexing), цель
которых - увеличение ширины полосы канала связи для пользователя, шло
сначала по интенсивному пути за счет сокращения шага оптических несущих.
Причина была в том, что рабочая полоса систем WDM ограничивалась полосой
активного усиления оптических усилителей (ОУ) EDFA, составляющей 30 нм
(1530-1560 нм). Системы развивались в направлении WDM -> DWDM (Dense
WDM) -> HDWDM (High-Dense WDM), что вело не только к увеличению числа
несущих (то есть к уменьшению их шага), но и к существенному удорожанию
плотных (шаг 0,8-0,4 нм) и сверхплотных (шаг 0,2-0,1 нм) систем WDM.
Последний фактор стал тормозить процесс их внедрения [9].
Экстенсивный путь развития систем WDM стал возможен только в
последние несколько лет благодаря улучшению технологии оптического
волокна (OВ), позволившей на порядок расширить рабочую полосу
пропускания OВ: с 30 до 340 нм. Затухание в полосе пропускания плавно
менялось в относительно небольших пределах: ±3 дБ, что в свою очередь
позволило значительно (в 10-50 раз) увеличить шаг несущих и тем самым
существенно упростить фильтрацию несущих на приемной стороне, исключив
дорогостоящие элементы систем WDM.
В результате появился новый класс решений WDM - разреженные
системы WDM, или CWDM (Coarse WDM), в которых используется очень
большой стандартный шаг между несущими (20 нм) и дешевые средства их
выделения - многослойные тонкопленочные оптические фильтры. Системы
CWDM быстро завоевали признание специалистов и стали широко применяться
в городских сетях (MAN) [4; 5], получив название систем WDM класса Metro.
Глава 2
ТЕХНОЛОГИИ СПЕКТРАЛЬНОГО УПЛОТНЕНИЯ КАНАЛОВ
В ВОСП
2.1. Развитие систем WDM
Появление одномодовых оптических волокон (ОВ), резко расширивших
возможности волоконно-оптических линий передачи (ВОЛП), и активный
спрос на новые средства связи, позволяющие увеличить пропускную
способность ОВ, создали предпосылки для появления ВОСП со спектральным
разделением каналов (ВОСП-СР). В результате значительно возросло число
оптических каналов, возросла скорость передачи цифрового сигнала в каждом
оптическом канале сначала до 10 Гбит/с (уровень SТМ-64), а затем до 40 Гбит/с
(уровень SТМ-256) с перспективой увеличения до 160 Гбит/с [9; 11].
50
2.2. CWDM
В системах CWDM используется разреженная сетка длин волн со
стандартным фиксированным расстоянием между несущими 20 нм . Решения
CWDM рассматриваются как дешевая замена более дорогих систем DWDM в
тех случаях, когда пользователям требуется не более 8-16 каналов WDM.
Применение систем WDM такого класса стало возможным после того,
как удалось ликвидировать "водяной" пик поглощения на кривой затухания ОВ
в районе длины волны 1383 нм. В соответствии с рекомендацией МСЭ G.694.2
следует использовать не более 18 несущих с фиксированным шагом 20 нм:
1270, 1290, 1310 ... 1570, 1590, 1610, если требуемый диапазон длин волн не
превышает 340 нм. Естественно, что затухание на краях такого диапазона
достаточно велико, особенно на его левом крае в области коротких волн.
Поэтому при передаче сигнала по стандартному одномодовому волокну (SSF)
число несущих следует ограничить восемью длинами волн, лежащими в
диапазоне 1470-1610 нм шириной в 140 нм [9].
Если требуется использовать больше несущих, то, оставаясь в рамках
стандарта CWDM, мы имеем еще 200 нм полосы, или 10 дополнительных
каналов с шагом 20 нм. Альтернативным вариантом является возврат к
системам DWDM, однако это дорого и ведет к потере уже вложенных в систему
CWDM средств. Другая альтернатива - использование гибридной модели
частотно-волнового плана, позволяющей объединить частотные планы DWDM
и волновые CWDM, а значит, и преимущества обеих систем: масштабируемость
первой и дешевизну второй.
2.3. Гибридная модель частотного плана WDM
Для простоты модели ограничимся частотным планом DWDM с шагом
100 ГГц, а в CWDM рассмотрим восемь основных каналов в диапазоне
1470-1610 нм. На рисунке 2.1 приведены оба плана с указанием области
пересечения. В верхней части рисунка показан план DWDM с шагом 0,8 нм
(полоса С) и пересекающаяся область, в нижней - план CWDM с шагом 20 нм, а
на нем позиции полос С и L плана DWDM. Известно, что в каждой из полос С и
L можно разместить по 41 стандартному каналу с шагом 100 ГГц.
51
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]