Основы цифровой аудио- и видеотехники. Часть 1. Учебное пособие

Отклик U2 (t) на выходе схемы, приведенной на рис. 4.5, а, содержащей нестационарный коммутирующий элемент gd (t) , при произ-

вольном воздействии U1 (t) на ее входе можно определить по соотношению

t0

Рис. 4.5. Электронный коммутатор:

а – схема электронного коммутатора; б – изменение активной проводимости диода

Для расчета переходных процессов в нестационарных частотноизбирательных цепях применим численный метод нахождения комплексной огибающей выходного сигнала. Полагая, что в начальный момент времени электронный коммутатор подключается к источнику

входного гармонического сигнала c частотой 0 , описываемого соот-

ношением U1(t) U1me j 0t , открывание и закрывание коммутационно-

го диода вызывают появление в рассматриваемой схеме выходного напряжения, для нахождения зависимости от времени которого воспользуемся соотношением (4.10):

В соотношении (4.11) выделим комплексную огибающую выходного сигнала U2 (t) , которая позволяет существенно упростить анализ переходных процессов:

Для нахождения импульсной характеристики нестационарной линейной цепи g(t, ) воспользуемся обратным преобразованием Фурье:

где S21( j , t) – комплексный коэффициент передачи нестационарной цепи; C – граничная частота.

В выражении (4.13) для верхнего предела интеграла вместо бесконечно большой величины взято значение 10 C , что вполне допустимо

для частотно-избирательных цепей фильтрового типа. Результирующее выражение для комплексной огибающей выход-

ного сигнала U2 (t) имеет вид

где 0 – несущая частота амплитудно-манипулированного сигнала. Для нахождения комплексного коэффициента S21( j , t) многоэле-

ментных и многоконтурных частотно-избирательных цепей воспользуемся A -матрицами. Рассматриваемую структуру (см. рис. 4.4, а) представим в виде каскадного соединения четырехполюсников, каждый из которых состоит из одного элемента. С помощью перемножения матриц, описывающих четырехполюсники, находим общую матрицу нестационарной линейной цепи:

n

A( j , t) Ak ( j , t) . (4.15)

k 1

Элементы матриц Ak находятся по соотношениям (1.5) или (1.6). Далее по известным результирующим Aij -элементам, рассчитанным по

82

(4.15), определяем комплексный коэффициент передачи частотноизбирательной нестационарной цепи, нагруженной на согласованную нагрузку:

Рис. 4.6. Переходные процессы в электронном коммутаторе, выполненном на основе фильтра нижних частот

Здесь 0 / С . Как видно из графиков, при использовании бы-

стродействующих коммутационных диодов возникает паразитная амплитудная модуляция вершины формируемых радиоимпульсов, которая зависит от граничной частоты С компенсирующей фильтровой

структуры. Описанный метод расчета переходных процессов применяется для определения длительности защитного интервала в цифровых модуляторах.

Аттенюаторы АТ1 и АТ2 (см. рис. 4.4) выполняют по мостовой схеме. Такие аттенюаторы характеризуются хорошим качеством согла-

83

сования, большим динамическим диапазоном вносимого затухания и высокой крутизной регулировочной характеристики. Принципиальная схема мостового аттенюатора приведена на рис. 4.7. Важной особенностью данной схемы является равенство импедансов и, соответственно,

управляющих токов диодов VD1 VD3 (элементы C1, C2 , L1 , L2 – блокировочные). Это условие упрощает схему управления и позволяет значительно уменьшить изменение вносимого затухания при воздействии различных дестабилизирующих факторов.

Uупр VD3

Рис. 4.7. Мостовой аттенюатор

Анализ схемы, представленной на рис. 4.7, показывает, что обеспечение режима согласования и выполнение условия равенства импедансов диодов VD1 VD3 может быть достигнуто при одинаковых величинах резисторов R1 R3 , равных номинальному значению входного сопротивления аттенюатора R0 . Коэффициент передачи мостового аттенюатора определяется соотношением

(4.17)

где x Zd / R0 – нормированный импеданс диодов; y R0 / ; – вол-

новое сопротивление отрезков линий передачи; – электрическая длина отрезков линий передачи.

Амплитудно-частотные характеристики мостового аттенюатора, рассчитанные по соотношению (4.17) для y 0,833 , приведены на рис. 4.8.

84

Следует отметить, что если импедансы диодов VD1 VD3 будут стремиться к нулю, то при указанных величинах R1 R3 схема аттенюатора полностью соответствует одноступенчатому двухканальному делителю мощности на четвертьволновых отрезках линии передачи.

При изменении импедансов полупроводниковых диодов VD1 VD3 в схеме, приведенной на рис. 4.7, изменяется развязка между выходными каналами делителя, которая в данном случае будет характеризовать изменение вносимого аттенюатором затухания. Полоса рабочих частот мостового аттенюатора, выполненного по схеме рис. 4.7, достигает

30 %.

| S21 |, дБ

0

x = 20

Рис. 4.8. Амплитудно-частотные характеристики мостового аттенюатора

При построении КАМ модулятора на радиочастоте в метровом и дециметровом диапазонах длин волн вместо электронных коммутаторов и фазовращателей обычно используют дифференциальные фазовращатели. Кроме того, все устройства структурной схемы, приведенной на рис. 4.4, в этом случае должны быть согласованы по входу и выходу.

Дифференциальные СВЧ фазовращатели на отрезках переключаемых линий отличаются простотой построения, однако по своему физическому принципу работы являются узкополосными устройствами. Для получения постоянного относительного фазового сдвига в широкой полосе частот в короткий канал такого дифференциального фазовращателя включаются короткозамкнутые шлейфы, что преобразует

85

этот канал в полосно-пропускающий фильтр. При этом волновое сопротивление шлейфов выбирается на основе равенства накопленной энергии в обоих каналах.

Данный подход позволяет выбрать оптимальную длину каждого канала и определить полосу частот, в которой поддерживается определенный фазовый сдвиг с заданной точностью и обеспечивается хорошее качество согласования.

Структурная схема дифференциального фазовращателя показана на рис. 4.9. Этой схеме соответствует принципиальная схема фазовращателя с последовательно включенными коммутационными диодами, которая изображена на рис. 4.10. Отметим, что реализация СВЧ коммутаторов на последовательно включенных диодах технологически хорошо совместима с многослойной пленочной интегральной технологией гибридных СВЧ микросхем, применяемой на частотах до 5 ГГц.

Рис. 4.9. Структурная схема дифференциального фазовращателя

Рис. 4.10. Дифференциальный СВЧ фазовращатель

86

На рис. 4.11 приведены частотные зависимости погрешности фазового сдвига дифференциальных фазовращателей, выполнен-

ных по схеме, приведенной на рис. 4.10, и имеющих разность фаз соответственно 180 и 90 .

( ) 3

2

Для демодуляции КАМ используется синхронное детектирование. Оно заключается в умножении сигнала U (t) на квадратурные компо-

ненты cos ( 0t) и sin ( 0t ) . Напомним, что квадратурные сигналы яв-

ляются ортогональными и не образуют взаимной энергии. Подавление высокочастотных составляющих на выходе синхронного детектора осуществляется с помощью фильтра нижних частот, имеющего простую схемотехническую реализацию.

Одним из основных параметров сигнала с КАМ модуляцией является коэффициент ошибок модуляции – Modulation Error Ratio (MER). Этот коэффициент характеризует, насколько фактическое значение

87

комплексной амплитуды модулированного сигнала отличается от номинального значения. На рис. 4.12 показан фрагмент «звездной» диаграммы при наличии в сигнале шумов и искажений.

Q

I

Q

I

Рис. 4.12. Определение ошибок модуляции – MER

В соответствии с обозначениями, показанными на рис. 4.12, величина MER в децибелах определяется следующим выражением:

i 1

где M – число символов в кадре.

Опытная эксплуатация цифрового телевизионного вещания в стандарте DVB-T показала, что для устойчивого приема коэффициент ошибок модуляции MER должен быть не более –25 дБ.

88

4.5. КВАДРАТУРНАЯ ФАЗОВАЯ МАНИПУЛЯЦИЯ

При дискретной манипуляции фазы двух квадратурных составляющих получают квадратурную фазовую манипуляцию (КФМ):

U (t) Um cos( 0t I ) Um sin( 0t Q ) U p cos( 0t (t)) , (4.20)

где I , Q – фазы квадратурных составляющих; U p и (t) – амплиту-

да и фаза результирующего сигнала.

В моменты времени, когда одновременно изменяются фазы обеих квадратурных составляющих, фаза результирующего колебания (t)

может скачком измениться на 180 . Это приводит к возникновению паразитной амплитудной манипуляции при прохождении сигнала с КФМ через частотно-зависимые цепи. Для устранения этого нежелательного эффекта используют КФМ со сдвигом. Сущность этого вида модуляции заключается в том, что фазы двух квадратурных состав-

ляющих I и Q изменяются в разные моменты времени, тем самым

исключается возможность скачка фазы результирующего сигнала на 180 .

4.6. МОДУЛЯЦИЯ OFDM И COFDM

Для передачи цифровых сигналов по радиоканалу широко применяется ортогональное частотное мультиплексирование. В зарубежной технической литературе такая модуляция называется OFDM – Orthogonal Frequency Division Multiplex.

Сущность этого вида модуляции заключается в следующем. В стандартном канале телевизионного вещания, имеющем ширину полосы частот f , формируют Nk ортогональных несущих колебаний,

отстоящих друг от друга на одинаковых частотных расстояниях F . Общий поток передаваемых цифровых данных, имеющий скорость

передачи двоичных символов R0 , разделяют на Nk параллельных подпотоков, каждый из которых имеет скорость передачи двоичных символов R1 R0 / Nk . Следовательно, скорость данных, модулирующих каждую несущую, уменьшается в Nk раз, во столько же раз увеличивается длительность передачи одного символа. Ортогональность

89

несущих колебаний позволяет сложному информационному сигналу проходить без искажений по каналу связи и детектироваться без межсимвольных интерференционных искажений.

Каждый подпоток передается на своей несущей частоте с использованием квадратурной амплитудной манипуляции. Таким образом,

в одном канале телевизионного вещания формируются Nk узкополосных подканалов. Количество несущих частот в соответствии со стандартом DVB-T может быть равно 6817 ( F 1116 Гц) или 1705 ( F 4464 Гц). Выбор частотных интервалов между несущими частотами осуществляется так, чтобы соседние несущие колебания были ортогональны на отрезке времени, в течение которого передается один символ. Это позволяет устранить взаимное влияние соседних подканалов.

Для цифрового телевизионного передатчика общая мощность всех несущих частот (RMS) равна пиковой мощности аналогового передатчика. Поэтому мощность каждой несущей частоты, например, при

Nk 1705 составляет –32,3 дБ по отношению к пиковой мощности аналогового передатчика. Это значение получено следующим образом:

При усилении большого числа несущих частот в усилителе мощности передатчика возникают интермодуляционные искажения, которые приводят к неравномерности спектра передатчика и его расширению. Поэтому для обеспечения требований по уровню внеполосного излучения на выходе цифрового передатчика применяют канальные полос- но-пропускающие фильтры с улучшенными фильтрующими свойствами. Фильтрующие свойства канальных фильтров для цифровых передатчиков должны иметь подавление в полосе частот соседнего канала на 10…15 дБ больше, чем канальные фильтры для аналоговых передатчиков. Это требование распространяется и на канальные фильтры для модуляторов, работающих в цифровом стандарте.

Модуляция и демодуляция OFDM осуществляются с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ). При модуляции берутся

одновременно передаваемые символы всех Nk подканалов и производится обратное ДПФ полученного набора Nk чисел. В результате

90