Энергетические характеристики оконечного каскада

Проведем расчет бестрансформаторного усилителя мощности для одного плеча, поскольку процессы, происходящие в коллекторных цепях транзисторов, одинаковы. Для определения энергетических характеристик оконечного каскада рассмотрим семейство выходных характеристик транзистора с построенной динамической линией нагрузки. Построим также временные диаграммы тока и напряжения, как показано на рис. 2.8.

Рис. 2.8. Построение временных диаграмм напряжения и тока в усилителях мощности для одного транзистора

Для режима В ток покоя (при U_вх = 0) можно считать равным нулю. Обычно этот ток в режиме В (или АВ) выбирают равным

.

Напряжение

.

Напряжение U_кэ изменяется в соответствии с нижней диаграммой рис. 2.8.

Напряжение на нагрузке при входном синусоидальном сигнале

(2.1)

где S — крутизна проходной характеристики.

Введем коэффициент использования напряжения

.

С учетом (2.1)

. (2.2)

Если остаточное напряжение транзистора U_{кэ min} = 0, то U_{к m} = 0,5Е и  = 1. Если U_{к m} = 0, то  = 0. Таким образом, при U_кэ  0

,

где .

Из выражения (2.2) определим амплитуду импульса коллекторного тока

. (2.3)

При  = 1, I_{к max} = Е/(2Rн).

Определим мощность, характеризующую работу оконечного каскада. Каждое плечо усилителя мощности потребляет ток от источника питания

.

Суммарная мощность, потребляемая от источника питания

.

Подставляя значение I_кm из (2.3), получим

. (2.4)

Из выражения (2.4) видно, что мощность Р₀ линейно зависит от коэффициента использования напряжения . При  = 1

.

Определим мощность в нагрузке

(2.5)

Тогда, кпд

и линейно зависит от .. При  =1 кпд максимален и равен .

Мощность, рассеиваемая на коллекторах двух транзисторов,

.

Тогда

.

Продифференцировав полученное выражение по  и приравняв нулю первую производную, находим, что максимум рассеиваемой мощности на коллекторе транзистора имеет место при =2=0,637 и равен

. (2.6)

Из выражения (2.6) найдем значение

и подставим это значение в (2.5). Получим

.

Отсюда следует, что полезная мощность в нагрузке в 4,93 раза превышает мощность, рассеиваемую одним транзистором. Обычно считают Р_н = (4 - 5) Р_{к max}. Последнее выражение позволяет по заданной мощности в нагрузке определить Р_{к max} и выбрать транзистор по допустимой мощности, рассеиваемой на его коллекторе.

Режим ав для усилителя мощности

Переходные искажения, возникающие в усилителе мощности в режиме В, вызывают значительные нелинейные искажения. Как видно из переходной характеристики (см. рис. 2.5) вблизи нуля ток в открытом транзисторе достаточно мал, а его внутреннее сопротивление велико. В результате прирост напряжения на нагрузке в этой области оказывается меньше, чем изменение входного сигнала, что и является причиной излома данной характеристики.

При задании небольшого начального тока транзисторов их внутреннее сопротивление уменьшается, переходная характеристика становится более линейной, что существенно уменьшает нелинейные искажения. Такой режим и называется режимом АВ. В этом режиме переходные искажения настолько малы, что с помощью обратной связи легко могут быть уменьшены до пренебрежимо малой величины.

Существуют различные способы задания напряжения смещения в оконечных каскадах. Один из способов задания напряжения смещения показан на рис. 2.9. Для задания малого тока покоя между базами транзисторов VT1 и VT2 в данной схеме приложено постоянное напряжение, около 1,4 В. С этой целью в схему введены диоды VD 1 и VD2. Падение напряжения на диодах VD1 к VD2 составляет примерно U₁=U₂= 0,7B. При таком напряжении через транзисторы VT1 и VT2 течет небольшой начальный ток. Величина генератора тока I₁ выбирается больше максимального базового тока транзисторов VT1 и VT2, чтобы диоды VD1 и VD2 при максимальном входном сигнале не запирались. Источники постоянного тока не следует заменять резисторами, так как в этом случае ток через диоды будет убывать при возрастании входного сигнала.

Рис. 2.9. Задание начального смещения с помощью диодов

Основная проблема режима АВ состоит в необходимости поддержания постоянного тока покоя транзисторов VT1 и VT2 в широком диапазоне рабочих температур. При увеличении температуры, как известно, ток покоя увеличивается. Это приводит к дальнейшему росту температуры транзисторов и в результате к их тепловому разрушению. Такой эффект называется положительной термической обратной связью.

Для компенсации положительной связи при повышении температуры транзистора на 1°С необходимо уменьшить напряжение U_эб, примерно на 2,5 мВ. Эту роль дополнительно и выполняют диоды VD1 и VD2, кроме задания напряжения смещения в схеме рис. 2.9. Конечно, такая температурная компенсация оказывается неполной, так как существует значительное различие в температурах перехода транзистора и его корпуса. Поэтому применяются дополнительные меры по стабилизации тока покоя. Для этого в схему усилителя мощности включаются резисторы R1 и R2, которые осуществляют отрицательную обратную связь по току. Эффективность обратной связи увеличивается с возрастанием величины сопротивлений этих резисторов, но при этом уменьшается выходная мощность. По этой причине величина сопротивлений резисторов обратной связи должна выбираться малой по сравнению с сопротивлением нагрузки.

В промышленных образцах современных усилителей чаще всего применяются выходные каскады в виде двухтактных эмиттерных повторителей, работающих в классе АВ (см. упрощенную схему рис. 2.10).

Рис 2.10

Данная схема имеет ряд недостатков. Один из них – плохое использование транзисторов по напряжению и трудность достижения высокого КПД. В данной схеме амплитуду выходного напряжения невозможно сделать достаточно близкой к напряжению питания Е_к, так как каскад имеет коэффициент усиления по напряжению К_и меньше единицы. Амплитуда выходного напряжения отличается от входного не менее, чем на величину падения напряжения на эмиттерно-базовом переходе транзистора Т2 (Т3). А если в качестве Т2 и Т3 применяются составные транзисторы, то величина U_бэ может достигать 1,5 В.

Кроме того, данная схема предъявляет высокие требования к предоконечному каскаду. Чтобы получить выходное напряжение, близкое к максимальному, размах напряжения на выходе предоконечного каскада должен достигать значения 2Е_к. С этой целью в качестве предоконечного применяется каскад с общим эмиттером (ОЭ) без цепочки эмиттероной стабилизации (см. рис. 2.10). Такое построение предоконечного каскада отрицательно сказывается на температурной стабильности и усложняет его регулировку. Чтобы повысить температурную стабильность, приходится вводить глубокую отрицательную обратную связь по постоянному току.

Перечисленные недостатки устраняются путем применения в качестве выходного каскада с усилением (рис. 2.11)

Рис. 2.11

Каждое плечо каскада (рис. 2.11) представляет собой двухкаскадный усилитель по схеме ОЭ, охваченный последовательной отрицательной обратной связью (ООС) по напряжению. При глубокой ООС коэффициент усиления каждого плеча

,

где - коэффициент передачи цепи ООС. В области средних частот .

С целью увеличения коэффициента усиления и глубины обратной связи в качестве выходных применяются составные транзисторы. Так как от предоконечного каскада, в этом случае не требуется большой амплитуды выходного напряжения, то имеется возможность использовать в нем цепочку эмиттерной термостабилизации.

Расчет выходного каскада как правило, начинается с выбора величины напряжения источника питания по заданным значениям выходной мощности Р_вых и сопротивления нагрузки R_н

.

Затем определяются максимальные величины коллекторных токов оконечных транзисторов и мощности, рассеиваемой на них по формулам /5/:

Выбор комплиментарной пары оконечных транзисторов осуществляется из следующих условий:

оценка коэффициента гармоник выходного каскада без учета действия ООС производится по сквозной токовой характеристике с использованием метода пяти ординат /5/.