книги / Радиоприемные устройства.-1

Это объясняется следующим: с уменьшением велтнины Е 0 число каналов, уровень сигналов в которых превышает h QE Q , возрастает, однако слабые сигналы в большей степени поражаются помехами по другим каналам. Экст­

Для РПУ с высокими линейной и нелинейной избирательностями абсолютный максимум может быть также не реализован (характеристика 1), для РПУ с худшими характеристиками F Q падает, а оптимальная чувствительность Еш0 = Еш0 t смещается в область реализуемых величин (характеристики 2

и“ ).

Таким образом, реализуемая чувствительность РПУ, определяемая Ет0 , должна согласовываться с ЭМО. Если Еш т < Е ш0 ,то существует максимум

F Q , обеспечивающий наибольшую эффективность использования РПУ, т.е. прием наибольшего числа радиосигналов из заданного ансамбля. Если Еш вн> > Е ш0 , то уменьшение собственных шумов РПУ нецелесообразно, так как от­ ношение С/Ш будет определяться не внутренними, а внешними шумами.

Теперь рассмотрим влияние верхней границы D . Как видно из характери­ стики вероятности поражения Ещ} для интермодуляционной помехи (см. рис. 11.1), с ростом в е л и ч и н ы 'F уменьшается. Однако при данной ЭМО

ятность поражения растет, а заданную вероятность можно обеспечить только с помощью увеличения динамического диапазона РПУ £>21

11.2. Способы повышения линейности радиотрактов

77.2.7. Усилительные тракты

Как следует из изложенного, повышение линейности тракта радиочастоты требует развития методов линеаризации усилителей и преобразователей высо­ кой частоты. К основным методам повышения линейности усилительных трак­ тов (УТ) относятся следующие.

Использование малошумящих УП с широким створом характеристики пе­ редачи "вход-выход”, например мощных СВЧ-транзисторов,позволило в нача­ ле 1970-х гг. значительно расширить величину D РПУ в диапазоне декаметровых и более коротких волн (для радиосвязи и РРС). Однако для мощных при­ боров свойственна низкая экономичность потребления энергии питающих РПУ источников.

Использование линвлной отрицательной обратной связи, как в случае уси­ лителей низкой частоты,повышает линейность высокочастотного усилительно­ го тракта. Однако одновременно с этим цепь ЛООС вызывает взаимодействие нелинейных продуктов различных порядков и сигнала, что усложняет расчеты. Использование в качестве элемента связи резистора влияет на уровень шумов УРЧ, так как в соответствии с (2.42) включение в схему УРЧрезистора эквивалентно включению источника шума, Резистивная отрицательная обрат­

достигается при меньших величинах резистора связи R Q , что уменьшает его шумы. Поэтому минимальный коэффициент шума УРЧ с обратной связью мо­ жет быть определен как

А - 1

где 7^mmin —минимальный коэффициент шума УРЧ без ЛООС; г= 1 + Динамический диапазон

°лоос - V A

а

Рис. 11.5

”без потерь *) предназначены для расширения динамического диапазона без за­ метного увеличения уровня шумов усилителя. С этой целью применяется цепь ЛООС, содержащая реактивные элементы, например, высокочастотные транс­ форматоры, что исключает появление дополнительных шумов и дает возмож­ ность осуществлять оптимальное двухстороннее согласование УРЧ. Одна из схем "бесшумной* ЛООС приведена на рис. 11.5, а. Схема содержит инверти­ рующий усилитель S и ответвитель М , благодаря которому достигается согла­ сование при введший ЛООС. Так как последняя в рабочей полосе частот прак­ тически не вносит потерь, вся мощность, ответвляющаяся в точке F , передает­ ся на выход, т. е. в точку В . Кроме того, вся входная мощность, получаемая в точке А , также передается в точку В . В качестве инвертирующего каскада можно использовать транзисторный усилитель в схеме с ОЭ.

Другой вариант схемы с трехобмоточным трансформатором (рис. 11.5,6, г д е ^ 0 —сопротивление источника сигнала и нагрузки) выполнен в виде моду­ ля.

Компенсацию нелинейных искажений (НИ), созданных отдельными нели­ нейными компонентами, широко применяют в УРЧ, выполненном по двух­ тактной схеме. В этих усилителях продукты НИ могут быть ослаблены на

20 дБ и более по отношению к однотактному УРЧ при относительной иден­ тичности плеч. Для улучшения линейности используется также несколько це­ пей местной (по току, напряжению) ’’бесшумной” ЛООС (рис.11.5, в).

Следящая ЛООС в цепи коллектора транзистора (рис. 11.6, а) предназна­ чается для уменьшения входной емкости и расширения частотного диапазона усилителя. Входная емкость усилителя равна Свх = С б (1 —КцК) + Сэ ~ - K jj), где Ск б, С*э - емкости модели транзистора; К у , К —коэффициенты передачи соответственно усилителя без ЛООС и цепи связи. Так как емкости Ск б и С б являются нелинейными, то уменьшение их влияния за счет ЛООС приводит к повышению линейности.

Анализ схемы, приведенной на рис. 11.6, а , показывает, что для получения малых нелинейных искажений следует обеспечивать К « 1. Цепь обратной свя­ зи обычно выполняют в виде эмиттерного повторителя (рис. 11.6,б).Расчеты показывают, что при увеличении сопротивления нагрузки переменному току для транзистора VT1 происходит уменьшение нелинейных искажений. С этой целью вместо R1 (см. рис. 11.6, а) следует включить двухполюсную динамиче­ скую нагрузку (рис. 11.6, в) .

Оптимизация сопротивлений источника сигнала и нагрузки, схемы вклю­ чения УП, а также оптимизация режима его работы по постоянному току долж­ ны осуществляться в условиях обязательного контроля основных характерис­ тик усилителя. Ранее (см.рис. 10.2) мы рассматривали обобщенные характерис­ тики,определяющие динамический диапазон по критериям интермодуляции второго (D1j) и третьего (D2l) порядков,а также коэффициент шума Кш кас­ када на высокочастотном биполярном транзисторе типа ГТ313А в функции от приведенной проводимости источника сигнала £ = Gr/C?n (Gn - входной па­ раметр транзистора в системе Y ; — проводимость источника сигнала). Из анализа этих характеристик следует: область Gr (£), соответствующая малым нелинейным искажениям, зависит от их вида; в общем случае затруднен под­ бор такого значения , при котором эффективно уменьшаются искажения Различных ввдов; область больших D( не всегда соответствует области ма­ лых коэффициентов шума; минимум искажений не обязательно соответствует максимуму D

Структурные методы повышения линейности усилительных трактов пред­ полагают определение структур цепей, которые удовлетворяют малым иска­ жениям, обусловленным Отдельными нелинейными элементами и их соедине­ ниями.

Поиск структур радиотракта, удовлетворяющих заданным показателям качества в общем случае, представляет значительные трудности, вследствие чего этот этап проектирования РЭА до настоящего времени не алгоритмизиро­ ван, за исключением некоторых известных частных случаев. Поэтому при раз­ работке усилительных трактов с малыми нелинейными искажениями поиск наивыгоднейших структур практически осуществляется на основании накоп­ ленного опыта (например, путем использования структур с обратными связя­ ми, двухтактных схем и т.д.). Однако в настоящее время структуры усили­ тельных устройств, особенно в интегральном исполнении, существенно услож­ нились: они могут содержать большое количество активных нелинейных по своей природе компонентов, несколько цепей обратных связей (местных и общих) и прямого прохождения сигнала с входа на выход и т.д. Это потребо­ вало создания теории и общих подходов к поиску структур трактов, удовлет­ воряющих требованию высокой линейности.

Одним из эффективных методов синтеза трактов по критерию линейности является метод, использующий свойства чувствительности Передаточной функ­ ции УТ к вариации параметров компонентов, сущность которого изложена ниже.

В основе использования теории чувствительности для синтеза высоколи­ нейных УТ лежит физическое свойство малого проявления нелинейности рас­ сматриваемого усилительного звена (УЗ) при малом влиянии изменения его параметров на передаточную характеристику УТ. Это соответствует физиче­ ской сущности проявления нелинейных свойств УЗ, сопровождающегося изме­ нением его параметров в функции от приложенного тока (напряжения). По­ этому можно предположить, что если вариация параметра передачи УЗ незна­ чительно влияет на передачу тракта, то нелинейность УЗ не окажет заметного воздействия на нелинейные свойства УТ.

Приведем обоснование метода синтеза. Рассмотрим систему линейных алгебраических уравнений, описывающих резистивную модель тракта с одним входом:

= А~о1(<70) Г , для выходной переменной ху = K (q 0) e ,где K (q 0)=A~0l(q0)~

линейный коэффициент передачи ’’вход-выход”, являющийся функцией пара­

где <fnK ]dqm —величина, характеризующая чувствительность m-го порядка выходной переменной ху к вариации Д? в точке qQ

Из (11.12) следует, что, обращая в нуль соответствующие производные, т.е.

теории электрических цепей называются у ело виями нулевой чувствительности /-го порядка. При выполнении этих условий до и-го порядка включительно в соответствии с (11.12) находим

Из сравнения компонентных уравнений для линейной (11.11) и нелиней­ ной (11.14) цепей следует, что они имеют одинаковую структуру, причем Д<7 в (11.11) соответствует <р(х#) в (11.14).Тогда,аналогично (11.12), мож­ но записать решение нелинейной системы вида

Рис. 11.7

Пусть любая из переменных системы (1 1.15) может быть представлена ря­ дом Тейлора по степеням е , т. е.

Тогда, подставляя (11.17) в (11.16) и полагая, что выполняются условия

нулевой чувствительности до я-го порядка включительно, т.е. (dlK/dql) = О,

qo

i = 1, ..., л , получаем, что члены полинома передаточной характеристики тракта (11.16) имеют (л + 2) -й и более высокие порядки. Таким образом, доказа­ но, что удовлетворение малой чувствительности к изменению линейного пара­ метра УЗ способствует уменьшению влияния его нелинейности в выходном эффекте для УТ, содержащего рассматриваемое УЗ. Выбирая нулевую чувст­ вительность соответствующего порядка (я), можно контролировать не только

стабильность, но и нелинейные свойства тракта, как бы ’’вырезая” часть чле­ нов из нелинейной передаточной характеристики тракта.

Решения вида (11.12) и (11.16) легко распространить на случай г неста­ бильных или нелинейных компонентов, а также комплексной нелинейности.

Практические методы синтеза трактов на основе теории чувствительности известны. На рис. 11.7, а приведена структура усилителя ”со связью вперед”, обеспечивающая нетувствительность выходной координаты УТ к вариации па­ раметра передачи УЗ К . Условия нулевой чувствительности для рассматривае­ мой схемы имеют вид: /3 = 1 / К, К = К .

Рассмотрим физические принципы устранения нелинейных искажений в схеме усилителя "со связ>ю вперед”. При действии на ее входе напряжения е на выходе звена К будут две составляющие напряжения — соответственно ”неискаженное” Ке и ’’искаженное”, обусловленные нелинейным преобразовавдем е ижк Тогда ик = Ке+ ижк .

После масштабирующей пассивной линейной цепи с коэффициентом пере­

факторах: нестабильности усиления К , шумах и др.

После дополнительного усилителя с коэффициентом передачи К напря­ жение ик —-А '1/Змиск , а после линейного суммирующего устройства (СУ),

т.е. на выходе тракта «вых + = ^ * и ж к ~ * 0“иск

Если потребовать, чтобы К г13 = 1,то сигнал ”ошибки”полностью компенси­ руется, и окончательно получаем и = Ке , т. е. выходное напряжение не содержит колебания миск , обусловленного нелинейностью усилителя К.

Следуегг отметить, что так как элемент/^ должен иметь усиление более 1, то он не может быть идеальным, т. е. линейным и абсолютно стабильным. По­ этому в структуре, приведенной на рис. 11.7, условие нулевой чувствительно­ сти должно относиться не к одному, а к двум элементам А’ и К^ . Можно пока­ зать, что возможности рассматриваемой структуры ограничены случаем нуле­ вой чувствительности порядка п = 1. Для повышения линейности следует уве­ личивать п , применяя более сложные тракты (например, тракт, аналогичный приведенному на рис. 11.7, б , где п = 2 и т.д.). В подобных трактах повышает­ ся степень стабильности компенсации нелинейных искажений, что расширяет область линеаризации УТ.

11.2.2. Частотно-преобразовательные тракты

Все методы улучшения характеристик частотно-преобразовательных трак­ тов условно делятся на две группы: 1) методы, допускающие проявление нелинейных эффектов в цепях ПЧ и направленные на уменьшение их влияния на выходное колебание; 2) методы, направленные на приближение ПЧ к иде­ альной параметрической системе, не обладающей заметными нелинейными свойствами в области реальных входных воздействий.

Приведем краткие сведения об этих методах.

Компенсационные методы нашли широкое применение в балансных и двухбалансных ПЧ, которые обладают свойством подавления четных продук­ тов нелинейного преобразования (см. главу 5). В диодных ПЧ используют диоды на Горячих” носителях (диоды Шотки), обеспечивающие возможность работы при больших уровнях гетеродина и относительно малые собственные шумы (коэффициент шума около 6 дБ), что способствует расширению D В транзисторных ПЧ используют полевые и биполярные транзисторы с гранич­ ными частотами вплоть до области дециметровых и сантиметровых волн. Не­ которое предпочтение в ряде реальных РПУ следует отдать диодным ПЧ, так как полевые транзисторы ограничивают сигналы при меньших уровнях, чем диоды Шотки, и создают трудности согласования с трактом. Кроме того, у диодов Шотки отсутствует компонент шума, пропорциональный* I / / 2 , препят­ ствующий использованию диодов других типов, например кремниевых, на низ­ ких частотах. Эффективность балансных ПЧ существенно зависит от идентич­ ности характеристик полупроводниковых компонентов (диодов и транзисто­ ров) . Одно из перспективных направлений реализации компенсационных ме­ тодов —формирование многих полупроводниковых компонентов ПЧ в одном Кристалле.

Включение дополнительных линейных и нелинейных цепей в схему смеси­ теля последовательно с нелинейным элементом (например, диодом) повышает линейность ПЧ, но соответственно уменьшает его коэффициент преобразова­ ния.

Использование нескольких последовательно включенных диодов, образу­ ющих Гирлянду”, позволяет повысить уровень напряжения гетеродина и рас­ ширить D . Некоторые балансные ПЧ содержат до 64 диодов (по 16 в каждой секции).

Достижение инвариантности (независимости) преобразовательных пара­ метров нелинейного элемента(НЭ)в ПЧ к входному воздействию направлено на приближение режима работы НЭ к режиму идеального ключа. С этой целью ис­ пользуют увеличение уровня колебания гетеродина, применяют НЭ с резким изгибом вольт-амперных характеристик и т.д.

Хорошие результаты по расширению величины D дает также ключевое преобразование частоты в основном диодного типа (форма колебания гетеро­ дина — меандр). Ограниченные возможности подобных ПЧ в прошлом были обусловлены наличием большого числа побочных каналов приема, недостаточ­ но подавленных в несовершенных преселекторах РПУ. В связи с использовани­ ем в РПУ широкополосных и фильтровых преселекторов, а также рациональ­ ным выбором высокой промежуточной часто.ты (инфрадинный прием) метод ключевого преобразования частоты получил щирокое распространение.

Применение отрицательной обратной связи по входному сигналу находит практическое применение в ряде ПЧ, однако увеличение порога мешания со­ провождается примерно пропорциональным уменьшением коэффициента пре­ образования ПЧ, что не всегда допустимо.

Основной путь улучшения характеристик ПЧ - комбинация указанных методов в разных сочетаниях: структурного метода, инвариантности парамет­ ров НЭ ко входному воздействию, компенсации искажений (балансные и двух балансные ПЧ) и ключевого преобразования частоты.