книги / Радиоприемные устройства.-1

а

сужении £2тах в РПУ, а именно: Пв < Лтах . Во избежание частотных искаже­ ний в этом случае следует осуществить согласованную частотную коррекцию тракта низкой частоты, т.е. соответствующий подъем частотной характеристи­ ки модуляционного тракта на высших частотах. Таким образом, сквозная ха­ рактеристика верности воспроизведения всего радиоканала должна иметь по­ лосу до fimax Такой прием согласованного изменения АЧХ на передающей и приемной сторонах в системах с ЧМ называют предыскажением.

Н а в т о р о м э т а п е рассмотрим помехоустойчивость РПУ сигналов с ЧМ при воздействии на него флуктуационной помехи. Если спектр помехи равномерен, то в узкой (элементарной) полосе частот с/Дсо, отстоящей от час­ тоты сигнала со на величину Дсо , флуктуационная помеха считается квазигармонической и имеет мощность с!Рщ (со) = В2 (со) Ао , где В2 (со) —спект­ ральная плотность помехи.

Учитывая малый уровень помехи, можно не принимать во внимание взаи­ модействие в детекторе ЧМ-сигналов составляющих шумов, расположенных в различных участках шумового спектра. Таким образом, при определении пол­ ной мощности шума на выходе детектора следует учитывать только те состав­

Используя (10.33), можно показать, что увеличение BQотношения С/Ш на выходе РПУ по сравнению с его входом составляет: для флуктуационных по­ мех B Q= у /з м у для импульсных помех Вп = 2М . Как следует из этих выра-

Рис. 10.13 Рис. 10.14

Первых два слагаемых в (10.35) представляют собой энергию сигналов

Эту операцию удобно осуществить с помощью следящего приема или еледящей демодуляции (рис. 10.13). Рассматриваемое радиоприемное устройство (П — перемножитель; Г — генератор несущего колебания; М — модулятор; ФНЧ — фильтр нижних частот) позволяет получить наименьшее отклонение принятого сообщения от передаваемого.

Физическая сущность порогоснижения различных используемых на практике демодуляторов основана на принципе выделения в каждый момент времени не всей полосы частот, занимаемой ЧМ-сигналом, а только ее части. Это оказывается возможным, так как энергия полезного сигнала сЧМ по все­ му частотному спектру распределена неравномерно, а*сосредоточена в некото­ рой относительно узкой полосе частот вблизи oj(f). Тогда, осуществляя авто­ матическое слежение за мгновенной частотой сo(t) и сужая полосу пропуска­ ния тракта до величины, которая меньше ширины полного спектра ЧМ-сигна­ ла, можно существенно снизить мощность шумов, поступающих на вход демо­ дулятора. В итоге пороговый эффект резкого уменьшения отношения С/П бу­ дет происходить при низких уровнях полезного сигнала, что эквивалентно сни­ жению уровня порога.

На рис. 10.14 приведена структура демодулятора со следящим фильтром,

центральная частота которого следует за мгновенной частотой сигнала a>(f). Управление частотой фильтра осуществляется с помощью модулятора М. Вы­ ходной сигнал поступает на частотный детектор (ЧД), с выхода которого осу­ ществляется управление модулятором. Для ограничения полосы частот слеже­ ния до частоты модулирующего сигнала используется ФНЧ.

На рис. 10.15 дана структурная схема демодулятора с обратной связью по частоте (ОСЯ). Здесь происходит управление частотой частотно-модулирован- ного гетеродина (ЧМГ), вследствие чего изменяется преобразованная частота на выходе ПЧ так, что величина девиации частоты в тракте УПЧ оказывается меньше, чем на его входе. Поэтому далее в тракте используется относительно узкополосный фильтр, уменьшающий уровень помехи на входе ЧД и снижаю­ щий порог всего устройства.

Таким образом, в рассматриваемой структуре происходит ’•сжатие* спект­ ра сигнала с ЧМ. Нетрудно видеть, что данная структура позволяет формально

Рис. 10.15

Рис. 10.16

использовать выводы общей теории устройств с отрицательной обратной связью. Если девиация частоты сигнала без ОСЧ равна Лсос , а девиация часто­ ты сигнала в тракте с ОСЧ должна быть Да>т , то частота гетеродина должна изменяться на величину Дсог = Дсо. - Дсош .

Если обозначить крутизну ЧМ детектора через *$Чд , крутизну модуляци­ онной характеристики модулятора через *$м , комплексный коэффициент передачи фильтра Ф, равный отношению девиации сигнала на его выходе к де­ виации сигнала на входе, через К , то по аналогии с общими выражениями, ха­ рактеризующими эффективность трактов с отрицательной обратной связью, можно записать:

m i i + W i

На рис. 10.16 приведена структурная схема синхронно-фазового демоду­ лятора ЧМ-сигнала. В отлдаие от предыдущих схем здесь используется прин­ цип слежения за частотой ЧМ-сигнала со(f) с точностью до фазы. Входной сиг­ нал поступает на фазовый детектор (ФД), на другой вход которого подается напряжение с ЧМГ, осуществляющего слежение за частотой принимаемого сиг­ нала.

Помимо систем порогоснижения, использующих принципы уменьшения уровня шумов в демодуляторе, существуют системы последетекторной обра­ ботки, т. е. последующей обработки сигнала и помехи. Эти системы учитыва­ ют статистические отличия подпороговых шумов, обусловленных скачками фазы суммарного колебания. В результате можно применить структуры, в ос­ нове которых лежит принцип компенсации помехи. На рис. 10.17 приведена структура, содержащая устройство обнаружения импульсов помехи (ОИП), выход которого связан с компенсатором, т. е. вычитающим устройством (К ).

В момент действия помехи в ОИП генерируется импульс, который использует­ ся для компенсации помехи.

Следует отметить, что при реализации следящих демодуляторов возника­ ет ряд трудностей, а именно: потеря устойчивости в структурах с замкнутыми петлями управления, искажение закона модуляции при чрезмерном сужении полосы пропускания следящих систем, срыв слежения и т.д.

10.4.Искажения при приеме сигналов с ЧМ

10.4.1.Искажения сигнала с ЧМ из-за неидеальности АЧХ и ФЧХ линейного тракта радиоприемных устройств

Искажения передаваемой информации в РПУ сигналов с ЧМ возникают в линейном тракте, в ЧМ-детекторе, а также из-за специфического для ЧМ сиг­ нала проявления нелинейных свойств РПУ.

Для анализа искажений в линейном тракте используется удобный квазистационарный метод, предполагающий, что изменение мгновенной частоты в тракте происходит относительно медленно (т. е. модулирующая частота О, значительно меньше частоты высокочастотного колебания со), вследствие чего коэффициент передачи тракта изменяется в соответствии с его АЧХ и ФЧХ, снятыми в статическом режиме. Это позволяет исключить известные трудно­ сти строгого анализа. На рис. 10.18 приведена неидеальная АЧХ тракта, соглас­ но которой при изменении частоты ЧМ-сигнала со происходит изменение коэф­ фициента передачи К Если в АО перед частотным детектором не происходит идеальное ограничение, то амплитуда выходного сигнала АО будет изменяться с частотой модуляции:

^вых.оп» = Um№ = W 1 + alcosnt + агсо$2Ш+ ...) , (10.36)

где а. —коэффициенты, определяемые качеством работы АО, видом АЧХ и девиацией частоты сигнала Д<^тах; —амплитуда сигнала на входе тракта;

Рис. 10.19

K Q — коэффициент передачи тракта. В этом случае напряжение на выходе де­ тектора будет определяться изменением не только частоты оо(0> но и ампли­ туды входного сигнала:

где А*дт —коэффициент передачи детектора.

Как следует из (10.36), (10.37), в выходном сигнале детектора появляют­ ся гармоники частоты Г2 , т. е .. возникают нелинейные искажения. На основа­ нии этих выражений можно вычислить:

1) амплитуду первой.гармоники и тьых,цтп ** ■ ^ ^ г/0Аытах;

2)амплитуду второй гармоники ^'твыхлт212 *= Т •^о^дта 1^оДб0шах’

3)амплитуду третьей гармоники ^ т „ых.дтзП ~ \ K 0K,xtai t oAcomax • откуда коэффициент гармоник

Учитывая неидеальность ФЧХ, полагаем, что АЧХ равномерна во всей об­ ласти изменения мгновенной частоты сигнала со(г). Обозначим входной сиг­

зы на выходе тракта у = SAсо + <р(со) , где S До> —идеальная ФЧХ. Но фазозый сдвиг <р(о>) изменяется в зависимости от модулирующего сигнала. Сле­ довательно, он является функцией времени и может быть разложен в ряд Тей­ лора по степеням Лео . Тогда

Подставляя (10.39) в (10.41), с учетом (10.40) получаем, что в тракте с нещеальной ФЧХ возникает искажение закона модуляции частоты <o(t) п р о ­ являющееся в возникновении в нем гармоник частоты Я . Следовательно, пос­ ле детектирования появятся гармоники частоты Я , т. е. нелинейные искаже­

Приблизиться к идеальным ЧХ и ФЧХ можно при расширении полосы про­ пускания линейного тракта. Однако при этом ухудшаются его избирательные свойства. Поэтому приходится контролировать АЧХ и ФЧХ, синтезируя фильт­ рующие системы с характеристиками, близкими к идеальным, а при необходи­ мости применять корректирующие цепи (фазовые и амплитудные корректоры).

Искажения в детекторном каскаде РПУ сигналов с ЧМ могут возникнуть из-за отклонения его характеристики — реальной 1 от идеальной линейной 2 (рис. 10.19): ^вых д,, = так как в этом случае выходное колебание {/ ыХдг будет содержать гармоники частоты модуляции. На практике рассмат­ риваемые искажения происходят из-за недостаточно широкой полосы линей­ ного участка характеристики частотного детектора Ядт < 2Доотах или из-за неточной настройки, когда центральная частота ЧМ-сигнала coQточно не равна промежуточной частоте, на которую настроен детектор. Первая причина иска­ жений устраняется соответствующим выбором линейного участка характери­ стики детектора, вторая - использованием эффективных систем АПЧ.

10.4.2. Искажения сигнала с ЧМ из-за проявления нелинейности тракта приема

Так как обычно принимаемое ЧМ-колебание является узкополосным,

«CJ0), то спектры гармоник, возникающих при прохождении через нелиней­

ный тракт, оказываются неперекрывающимися. В результате, выделяя в РПУ колебадия вблизи coQ , удается исключить появление в полосе пропускания фильтров продуктов нелинейного преобразования сигнала. Таким образом, нелинейные искажения ЧМ-сигнала в этом случае происходить не будут.

Однако нелинейные эффекты в тракте РПУ сигналов с ЧМ могут возник­ нуть по другой причине — из-за зависимости ФЧХ приемного тракта от ампли­ туды входного воздействия.

Влияние амплитуды Um сигнала или помехи на ФЧХ тракта называют амплитудно-фазовой конверсией (АФК). Амплитудно-фазовая конверсия мо­ жет сопровождаться изменением резонансной частоты тракта, его полосы про­ пускания, однако общий результат АФК - изменение ФЧХ тракта (рис. 10.20).

Конверсия, обусловленная влиянием амплитуды полезного сигнала на его фазу, называется собственно АФК, а конверсия, обусловленная влиянием одного сигнала (помехи) на фазу другого, — перекрестной АФК.

В реальных усилительных трактах и приборах АФК обусловлена различ­ ными причинами. Так, в транзисторных усилителях она определяется: зависи­ мостью времени запаздывания сигналов, проходящих через УП, от амплитуды входного воздействия; изменением параметров межкаскадных связей; одно­ временным проявлением нелинейных и линейных искажений и тд. Уровни сиг­ налов могут влиять на входные (выходные) импедансы УП, что изменяет фа­ зовые характеристики цепей межкаскадных связей. Конверсия может прояв­ ляться в других видах устройств - усилителях на ЛБ В, амплитудных ограни­ чителях, преобразователях частоты, перемножителях, модуляторах и т.д. Не­ смотря на разнообразие причин АФК в конкретном тракте, физическая сущ­ ность этого явления заключается в зависимости параметров цепей тракта и ха­ рактеристик происходящих в нем процессов от величины входного воздей­ ствия.

Полное исследование сигналов, проходящих через тракт с АФК, представ­ ляет сложную задачу, так как требует решения системы нелинейных диффе­ ренциальных уравнений для схемы замещения тракта или соответствующих электродинамических процессов в его элементах (ЛБ В и т.д.). Для упрощения решения задачи обычно выделяют доминирующие факторы и предельно упро­ щают модель тракта.

Так, при изучении влияния нелинейности входных (выходных) импедансов УП на АФК в стационарном режиме определяют средние (за период высо­ кочастотного колебания) значения управляемых нелинейных емкостей Сср и вещественных проводимостей G , образующих модель соответствующего импеданса. Отклонения Сср (С? )с5т исходных значений, найденных при отсут­ ствии АФК, преобразуют к импедансам цепи, определяющим фазовые харак­ теристики тракта (например, колебательным контурам в резонансных УРЧ и т.д.). В результате возникает возможность учета изменения ФЧХ в стационар-