книги / Радиоприемные устройства.-1

колебания более высоких частот на выходе детектора будут отсутствовать (см. рис. 8.20,б).

Если одновременно учесть биения обоих ввдов, то результирующий спектр выходного колебания будет аналогичен приведенному на рис.8.20, в Из рис. 8.20, в следует, что если изменять полосу пропускания тракта модули­ рующей частоты £2тах , то можно эффективно изменять уровень шумов на вы-

ний полезного сигнала, нетрудно получить максимально возможное отношение С/Ш на выходе детектора (по напряжению) :

m U

(С/Ш) « ------------—----- - .

Отношение С/Ш на выходе РПУ необходимо согласовать с требуемым зна­ чением для данного вида излучения, качества работы оконечного устрой­ ства, способа дополнительной обработки сигнала на фоне шума и т.д. Так, на­ пример, для радиовещательных РПУ удовлетворительное качество достигается при С/Ш = 15-20 дБ, хорошее - при 34-40 дБ; для связных РПУ в режиме радиотелефонии соответственно при 10-15 и 25-30 дБ, в режиме буквопеча­ тающего приема при 15—20 и 25 -30 дБ, в режиме фототелеграфного сообще­ ния при 5—10 и 10-20 дБ; для телевизионных РПУ при 20-40 дБ и т.д.

Значительно уменьшаются требования к отношению С/Ш в случае допол­ нительной обработки смеси сигнала и шума. Методы, алгоритмы и эффектив­ ность подобной обработки рассматриваются в курсе ’Тадиотехнические сис­ темы”.

8.4.3. Борьба с флуктуационными помехами

Ограничивая полосу пропускания тракта, можно улучшить отношение С/Ш в узкополосной части РПУ (УПЧ) сравнительно с этим отношением на его вхо­ де. Однако это улучшение не может быть бесконечно большим, так как флуктуационная помеха имеет бесконечный спектр и в любой конечной полосе ее мощность является также конечной.

Повышение эффективности линейной фильтрации достигается при исполь­ зовании оптимальных фильтров, обеспечивающих наименьшее искажение пере­ даваемого сообщения при действии помехи. Принцип работы таких фильтров исходит из "более точного” выделения спектра сигнала на фоне флуктуаций. В теории оптимальной фильтрации показано, что максимум С/Ш на выходе фильтра достигается в случае, когда его частотная характеристика комплекс­ но сопряжена со спектром сигнала. Таким образом, АЧХ оптимального фильт­ ра совпадает с точностью до постоянного множителя с амплитудным спект­ ром. Поэтому оптимальный фильтр называют согласованным с сигналом.

Очевидно, что оптимальный фильтр дополнительно подавляет составляю­ щие спектра флуктуационной помехи в промежутках между составляющими

а

АЧХ оптимального фильтра

спектра сигнала (см. на рис.8.21, где а —спектр сигнала; б - вид АЧХ фильтра).

Ив-за трудностей реализации оптимальных фильтров часто используются обычные фильтры, не имеющие гребенчатой АЧХ. Путем подбора ее формы и полосы пропускания можно улучшить отношение С/Ш, однако в меньшей сте­ пени, чем в случае оптимальной фильтрации. Такие фильтры называются квазиоптимальными, их синтез направлен на поиск оптимальных параметров АЧХ, обеспечивающих удовлетворение некоторому критерию, например мак­ симуму С/Ш, где под сигналом понимают его пиковое значение, под шумом — среднеквадратическое значение напряжения шума.

Высокая эффективность подавления флуктуационной помехи достигается с помощью корреляционной обработки смеси сигнала и шума. Рассмотрим

корреляционный прием для случая передачи дискретного сигнала с априорно известными возможными состояниями s . В распространенном случае таких состояний два —им соответствуют условно положительная s и условно отри­ цательная s2 посылки, позволяющие осуществить передачу информации в дво­ ичном коде.

Пусть на входе приемника действует аддитивная смесь сигнала s.(t) и флуктуационной помехи n{t) : x(t) = s.(t) + n ( t ) y где известны сигналы sf (t) , а также априорное распределение помехир (л).

В процессе приема помеха, воздействуя на сигнал, может привести к его поражению, т. е. неправильному приему сигнала s.(t) из возможного множест­ ва. Поэтому задача приема допускает неопределенность в том смысле, что заранее точно не известно, какой сигнал s.(t) был передан. Для описания не­ определенности вводят понятие апостериорной вероятности р (^ |х ) . Как пока­ зано было В.А. Котельниковым, оптимальный приемник —это такой прием­

Рис'8.23

1) регистрируется s , если

2) регистрируется *2 , если

Как доказано в теории оптимального приема, полная вероятность ошибок приема двух сигналов

будет также минимальной.!) (8.19) p2 l= 1- р (si |х ) ; р 12=1 - р (*2 |х ) . Сущест­ вует также другая форма записи (8.17) и (8.18) :р (* 1)р(*1*1) ^ р ( * 2)р(* |« 2).

Как показано в теории передачи сигналов,

Таким образом, (8.21) является алгоритмом работы оптимального прием-

ника, выполняющего операцию определения функции корреляции. Такой при­ емник принято называть оптимальным корреляционным приемником, так как в его основе лежит вычисление функций корреляции. Алгоритм (8.21) вклю­ чает следующие операции: 1) вычисление функции взаимной корреляции при­ нятого Дс(0 и ожидаемого j.(f) сигналов; 2) выбор сигнала s.(t) как пра­ вильно принятого, если он удовлетворяет (8.21), т.е. si , если

и*2, если

l x ( t ) s ( t ) d t < ] x(t)s2 (t)dt.

о1 О

Структурная схема блока демодулятора автокорреляционного приемника приведена на рис. 8.22, где x (t) —сигнал с выхода УПЧ; П —перемножитель; Г. — генераторы опорных (ожидаемых) сигналов; И —интеграторы с посто­ янной интегрирования Т . В решающем устройстве РУ осуществляется выбор s. в соответствии с правилом (8.21).

Для оценки эффективности оптимального приема двоичных сигналов не­ обходимо вычислить вероятность невыполнения (8.21) :р = 0,5(1 —Ф(а)) ,

2.

На рис. 8.23 представлены характеристики вероятности ошибок при при­ еме различных видов сигналов: AM, ЧМ, ФМ, h 0 —отношение С/Ш на входе РПУ. Наивысшей помехоустойчивостью обладают системы с угловыми видами модуляции (ЧМ и особенно ФМ).

Важным результатом теории оптимального приема является достижение на ее основе наивысшей помехоустойчивости, которая для данной ЭМО и кри­ терия качества не может быть превзойдена и поэтому является потенциальной помехоустойчивостью приема.

Недостатком корреляционной обработки смеси сигнала и шума в соответ­ ствии со структурой, приведенной на рис. 8.22, является зависимость ее результатов от фазового сдвига между принимаемым сигналом и опорным ко­ лебанием. Это требует точного фазирования опорного колебания и точной син­ хронизации работы эталонных генераторов Гх и Г2.

Действительно, если между фазой сигнала U cosfat + <р) и опорного ге­ нератора UmQco$cot существует фазовый сдвиг^ т° результат интегрирования

В структуре, приведенной на рис. 8.24, требуется точное совпадение частот генератора Г и приходящего сигнала, что, однако, реализуется проще, чем сов­ падение сравниваемых колебаний с точностью до фазы.

8.5.Действие импульсных помех на радиоприемное устройство

8.5.1.Прохождение импульсных помех через линейный радиотракт

Так как импульсная помеха состоит из отдельных неперекрывающихся возмущений, то изучение прохождения такой помехи через РПУ может быть выполнено на основе анализа этого процесса для одиночного импульса. Рас­ смотрим, например, случай воздействия на РПУ импульса экспоненциальной формы с амплитудой I Q (рис. 8.25):

Комплексная амплитуда спектра помехи (8.23) определяется в соответ­ ствии с выражением

Характер спектра амплитуд для разных а представлен на рис. 8.26. Дли­ тельные медленно изменяющиеся импульсные помехи (для которых в рабо­ чем диапазоне частот а « со) характеризуются спектрами, амплитуды кото­ рых падают с ростом частоты и, наоборот, для коротких помех спектр помехи в той области частот, где а » со , оказывается равномерным. При изменении формы импульсной помехи количественные характеристики для ее спектра из­ меняются, однако выявленные закономерности, как показано Н.Н.Крыловым, оказываются справедливыми вне зависимости от формы помехи.

Так как в реальных условиях работы РПУ существует значительное коли­ чество источников импульсных помех, переход на более высокие частоты при­ ема сопровождается уменьшением уровня помех. Это хорошо подтверждается условиями радиовещательного приема на УКВ, где импульсные помехи, про­ являющиеся в воде треска, сравнительно с диапазонами ДВ и СВ практически не ощущаются.

Большой интерес представляет оценка усредненных уровней спектра им­ пульсных помех различных источников в реальных условиях приема (см. рис. 8.2). Атмосферные и промышленные помехи, имеющие в значительной степени импульсный характер, характеризуются тенденцией к падению интен­ сивности помехи с ростом частоты приема. Отличия экспериментальной зави­ симости S'(со) от предполагаемой для атмосферное помех на отдельных уча­ стках диапазона объясняются изменениями условий распространения радио­ волн и не влияют на картину спектра помех в целом.

Рассмотрим прохождение импульсной помехи че­ рез линейный тракт РПУ с известным комплексным коэффициентом передачи К (JcS). На входе РПУ дейст­ вует помеха с известным спектром S (jcS) и сигнал U . Требуется найти отношение С/П на выходе РПУ.

Для решения поставленной задачи необходим) определить характеристику импульсной помехи на вы­ ходе РПУ. В данном случае можно использовать спект­ ральный метод анализа воздействия электрического сигнала со спектром S (/со) на линейную цепь с коэф­ фициентом передачи К (/со). Однако если для импульс­ ных помех существует найденная закономерность спектра амплитуд в зависимости от длительности поме­ хи, то для спектра фаз закономерность отсутствует, т.е. спектр фаз может существенно изменяться в зави­ симости от формы импульса.

Для получения общих результатов для помех любых форм воспользуемся энергетическим подходом к спектральному анализу. Введем спектральную плотность помехи i?f(cj) = S 2 (со)/2, где S (со) - составляющая спектра амп­ литуд. Нетрудно ввдеть, что^ следуя методике, изложенной в п. 8.4.1, можно получить результаты, аналогичные формулам (8.15), (8.16), где под В1 (со) следует понимать спектральную характеристику импульсной помехи. Однако эти результаты оказываются недостаточными, так как не характеризуют пере­ ходный процесс, сопровождающий прохождение импульсов помехи через РПУ.

Рассмотрим прохождение помехи с известным спектром S (со) через ра­ диотракт с полосой ДЯ , идеальной АЧХ (рис. 8.27, где в полосе Д£20ЛГ- = = const) и линейной ФЧх

Выходное колебание можно найти, просуммировав выходные спектраль­ ные составляющие, полученные путем изменения амплитуды (8.27) в раз и фазы в соответствии с (8.26):

ходного колебания тракта зависит от времени и определяется следующим об­ разом:

sin*

< 8 -2 9 >

Как следует из (8.29), наибольшее значение амплитуды на выходе тракта появляется в момент t = 10 и равно

Вторая временная характеристика - длительность помехи гп , условно определяемая как время, в течение которого амплитуда помехи превышает половину максимальной величины. Используя (8.29), можно показать, что

где Ш 0 = 2тгДГ0

Таким образом, наибольшая амплитуда импульсной помехи на выходе тракта (8.30) увеличивается, а длительность уменьшается с ростом его полосы пропускания. Эта закономерность имеет ясное физическое обоснование: уменьшение полосы ограничивает спектр выходного импульса, отражаясь тем самым на временных характеристиках выходного процесса. При малых поло­ сах процесс не успевает достигнуть установившегося значения, поэтому наи­ большая его амплитуда уменьшается.

8.5.2. Методы борьбы с импульсными помехами

Как уже отмечалось, в методах борьбы с помехами учитывается различие ха­ рактеристик сигнала и помехи. Для подавления импульсных помех используют­ ся методы, основанные на избирательности: частотной; амплитудной; ампли­ тудно-частотной; фазочастотной (компенсации помехи и др.).

Кратко рассмотрим особенности методов.

Метод частотной избирательности основан на уменьшении мощности поме­ хи в полосе пропускания тракта. Из (8.16) следует, что чем меньше полоса тракта, тем больше отношение С/П на его выходе, однако для узких полос происходит искажение формы помехи и увеличение ее длительности (см. (8.31)).

Поэтому рассматриваемый способ может применяться, если затягивание помехи не вызывает искажения в передаваемом сообщении, например не про­ исходит слияние импульса помехи с импульсом сигнала, что вызывает ’У д л и ­ нение” досылки сигнала, не допускаемое в ряде радиосистем передачи инфор­ мации^ т.д.

Метод амплитудной избирательности использует принцип амплитудного ограничения, т.е. нелинейного преобразования смеси сигнала и помехи. На рис, 8.28 представлена диаграмма работы амплитудного ограничителя (АО) ’Ъо максимуму’’ при прохождении через него радиоимпульсов: сигнала и большой помехи. Как видно, при любом малом С/П на входе ограничителя