книги / Основы построения телекоммуникационных систем и сетей

ния мощности передаваемого сигнала при передаче данных в сот­ ни и даже в тысячи раз в многолучевом канале связи по отноше­ нию к каналу связи без многолучевости. Кроме того, низкая поме­ хоустойчивость многолучевого канала связи потребует значитель­ ного увеличения расстояния между несмежными сотами, работаю ­ щими в той же полосе частот, чтобы получить большое отношение сигнал-помеха, которое необходимо согласно кривым рис. 6.11.

В свете вышесказанного важнейшей задачей при проектиро­ вании сотовой сети связи является повышение помехоустойчиво­ сти приема сигналов в многолучевом канале связи, для чего ис­ пользуются методы разнесенного приема сигналов в той или иной форме. Основные методы разнесенного приема сигналов в систе­ мах сотовой связи следующие:

•пространственно-разнесенный прием сигналов;

•частотный или временной разнесенный прием сигналов и использование помехоустойчивых кодов на их основе;

•разделение лучей и использование разнесенного по лучам приема сигналов.

6.3.5.1 . П р о с т р а н с т в е н н о - р а з н е с е н н ы й п р и е м с

В этом случае на мобильном терминале или базовой станции используются Q отдельных антенн и Q приемников, в которых при цифровых методах передачи производится когерентное сложение сигналов Q ветвей (Q = 2, 3 ,...). Объединенный сигнал далее по­ ступает на демодулятор и либо на решающую схему, в которой выносится решение о приеме символа " Г или символа "О", либо на схему декодера, реализующего корреляционный прием кодовых слов.

На мобильном терминале сигналы в двух антеннах замирают независимо, если они разнесены в пространстве на величину XI2 или более. Для базовой станции необходимо разнесение двух со­ седних антенн на расстояние, равное нескольким десяткам длин волн, величина разнесения зависит от высоты подъема антенны. Указанные величины разнесения антенн обеспечивают независи­ мость флюктуаций в антеннах для многолучевого сигнала, образо­ ванного рассеивателями в локальной зоне. Для получения в антен­ нах независимых флюктуаций при медленных замираниях сигнала требуется разнесение антенн на расстояние, равное расстоянию между двумя локальными зонами (50 -60 м).

Оценим выигрыш в энергетике радиолиний за счет g -кра­ тного разнесенного по пространству приема. Примем, что замира­ ния сигнала являются медленными по отношению к скорости пе­ редачи сообщений, так что возможен когерентный прием сигна­ лов. В соответствии с оптимальной схемой приема сигналы с Q

выходов приемных уст­ ройств когерентно сумми­ руются с весовыми коэф­ фициентами, пропорциона­ льными текущему значе­ нию амплитуд полезных сигналов на выходах раз­ несенных антенн, и объе­ диненный сигнал поступа­ ет на когерентный детек­ тор и решающую схему, которая выносит решение

о значении принимаемого символа сигнала. Кривые вероятности ошибки на бит для 2-кратного разнесенного приема сигналов представлены на рис. 6.12.

При построении этих кривых было принято, что при одиноч­ ном приеме сигналов (без разнесения) отношение средней энергии бита замирающего сигнала к спектральной плотности шумов равно Ло. Так как при использовании Q приемных антенн средняя мощ­ ность результирующего сигнала при приеме возрастает в Q раз за счет увеличения эффективной площади антенной решетки из Q ан­ тенн, то, чтобы учесть уменьшение вероятности ошибки только за счет эффекта разнесенного приема без учета увеличения эффектив­ ной площади антенной решетки, было принято, что в каждой ветви разнесения отношение средней энергии бита к спектральной плот­ ности шумов 1I2Q = Ло/2, где Q = 1, 2, 3,... При этом условии кривые рис. 6.12 также характеризуют помехоустойчивость приема сигна­ лов при частотном или временном разнесении сигналов.

Сходный эффект по уменьшению вероятности ошибки на бит даю т и другие методы объединения замирающих сигналов, в част­ ности метод автоматического выбора из Q ветвей разнесения од­ ной ветви с максимальным сигналом. Только сигнал с выхода этой ветви подается далее на демодулятор приемника.

Вместо Q антенн на приемном конце радиолинии и одной пе­ редающей антенны возможна организация разнесенного приема с использованием Q передающих разнесенных антенн и одной при­ емной антенны. Однако в этом случае сигналы, подаваемые на Q передающие антенны, должны быть разделены либо по частоте, либо по времени для выделения Q копий независимо замирающих сигналов в приемнике.

6 . 3 . 5 . 2 . В р е м е н н о й и ч а с т о т н ы й м е т о д ы р а з н е с е н и

При временном методе разнесенного приема каждый символ сообщения повторяется Q раз. При этом необходимо обеспечить независимость замираний повторяемых символов сообщения. Со­

вместная обработка Q символов позволит, как и в случае разне­ сенных антенн, снизить вероятность ошибки на бит в соответствии с кривыми рис. 6.12. Если скорость передачи информации R = 1/т0, где т0 —длительность информационного двоичного символа, n h l = =Рст0/N0, то при временном разнесенном приеме символ длитель­

повторяется в Q временных интервалах. При временном разнесен­ ном приеме сигналов необходимая полоса частот канала связи увеличивается в Q раз.

Импульсы длительностью т должны передаваться через ин­ тервалы времени, равные интервалу корреляции замираний. В мо­ бильном терминале замирания сигнала за счет многолучевости от рассеивателей в локальной зоне являются независимыми при пе­ ремещении терминала на величину Х/2. При скорости движения терминала V отрезок пути в ЛУ2 будет пройден за интервал време­

При низкой скорости движения мобильного терминала интер­ вал ркорр(Г) становится очень большим, вследствие чего временное разнесение сигналов в системах сотовой связи малоэффективно.

При частотно-разнесенном приеме сигналов предполагается, что каждый символ сообщения повторяется на Q частотах таким образом, чтобы обеспечить независимость замираний сигнала на этих частотах. Интервал корреляции по частоте при передаче не­ прерывных узкополосных сигналов определяется разбросом вре­ менных задержек (интервалом многолучевости) Ат = а т многолу­ чевого сигнала в соответствии со структурой задержек, показан­ ной на рис. 6.7:

Ркорр(У) * l/(J f

При среднеквадратической величине разброса временных за­ держек в городе порядка стт « 3 мкс колебания, разнесенные по частоте на 330 кГц, будут замирать независимо. При таком частот­ ном разносе замирающ их сигналов в соответствии с физикой обра­ зования многолучевого сигнала (см. рис. 6.7) эффективно будут ослабляться медленные замирания сигнала, а также и быстрые за­ мирания сигнала за счет усреднения (суммирования) сигналов раз­ личных трасс распространения радиосигнала. Ослабление быст­ рых замираний сигнала в пределах одной трассы распространения происходить не будет. Для их ослабления при разбросе задержек внутри локальной зоны порядка 200 нс потребуется при частотноразнесенном приеме сигналов разнос частот не менее 5 МГц.

Применение частотно-разнесенного приема сигналов для ка­ ждого символа сообщения требует расширения полосы частот ка­ нала связи в Q раз, что является недостатком этого метода разне­ сения сигналов. В связи с этим одним из основных методов борь­ бы с замираниями сигналов в сотовых системах связи выступает использование помехоустойчивых кодов с обеспечением незави­ симости замираний символов кодового слова за счет частотного разноса этих символов.

Как было указано выше, помехоустойчивое кодирование со­ общений в каналах сотовой связи принципиально необходимо для уменьшения влияния помех от несмежных сот, работающих в тех же полосах рабочих частот. Использование этого же кодирования

П ервы е символы

т сл ов

Рис. 6.13 . Расстановка символов помехоустойчивого кода по оси частот: a - передаваемые данные в одном канале;

б— параллельная передача символов кодовых слов на п частотах;

в—последовательная передача пакетов символов на разных частотах

На вторые входы перемножителей поступают опорные сигна­ лы £/оп 1,..., UQHдг, где N = 2 *, которые представляют собой слова кодового ансамбля в виде биполярных прямоугольных двоичных видеопоследовательностей единичной амплитуды, начало и конец которых синхронизированы с началом и концом принимаемых двоичных кодовых слов с шумами. Считается правильно приня­ тым то кодовое слово, которое создает максимальное напряжение на выходе интегратора с синхронным разрядом. Время интегриро­ вания интегратора равно длительности кодового слова Тсп.

Рассмотрим для иллюстрации совершенный код Хэмминга (7, 4, 3) с dx = 3. Пусть мгновенные амплитуды принимаемых симво­ лов кодового слова имеют значения х и х2, ...,х 7. Заменим интегра­ тор сумматором для простоты анализа. Пусть передается кодовое слово, состоящее из одних единиц, которым соответствуют пере­ даваемые символы положительной полярности. На выходе корре­ лятора с опорным сигналом, согласованным с этим кодовым сло­ вом, появится напряжение:

Х\ = * 1 + х2 + * 3 + *4 + *5 + *6 + *7 .

Будем проводить попарное сравнение выхода этого сумматора с выходами других сумматоров. На выходе некоторого другого сумматора появится сумма амплитуд напряжений х и лг7, в кото­ рой dx напряжений будут иметь полярность, противоположную по отношению к ранее рассмотренному сумматору; например, выход сумматора может иметь значение

Xj = X 1 - Х 2 + Х 3 - Х 4 - Х 5 + Х 6 + Х 7.

Для того чтобы кодовое слово из одних единиц было принято правильно, необходимо выполнение неравенств Х\ >Xj для каждо­ го попарного сравнения, что равносильно выполнению неравенств типа

2 ( х 2 + х4 + х5) > О

или

х2+ х4+ х5> 0.

Последнее неравенство свидетельствует о том, что перед при­ нятием решения производится суммирование dx образцов сигнала с шумами, как и при ^-кратном разнесенном приеме. Аналогия будет еще более полной, если после перемножителей включить устройства весового взвешивания с весовыми коэффициентами, пропорциональными текущему среднему значению замирающего сигнала в каждом частотном канале.

сигнала. На интервале многолучевости Ат можно различить Ат/тэл лучей. При Ат я а , = 3 мкс (для города) для того, чтобы различить Q = 4 лучей, необходимая полоса частот псевдошумового сигнала должна быть

4/с = 1/Тэл > 4/Дт > 1,33 МГц.

Отметим, что если в системе с разделением лучей в заданной полосе частот А/- возможно обеспечить g -кратный разнесенный прием по лучам, то в системе с частотным разнесением сигналов в той же полосе частот можно получить кратность разнесенного приема не более величины Q. Фактическая кратность частотноразнесенного приема равна числу фактически существующих раз­ решаемых лучей в полосе частот Af

После разделения лучей многолучевого сигнала эти лучи не­ обходимо сложить для получения эффекта разнесенного приема и энергетического выигрыша согласно кривым рис. 6.12. В общем виде средние уровни лучей будут различными, и поэтому необхо­ дима схема оптимального сложения лучей с весовыми коэффици­ ентами, пропорциональными среднему текущему значению на­ пряжения этих лучей, которые могут меняться достаточно медлен­ но в соответствии со значением скорости движения мобильного терминала.

Когерентное весовое сложение лучей или других разнесенных сигналов можно выполнить различными способами. Одна из воз­ можных функциональных схем [12] такого сложения изображена на рис. 6.17. Эта схема обеспечивает когерентное сложение от­ дельных лучей со случайными фазами и случайными доплеров­ скими смещениями частот, а также может служить для оптималь­ ного когерентного сложения частотно-разнесенных сигналов или сигналов с разнесенных антенн.

Рис. 6.17. Функциональная схема когерентного весового сложения

разнесенных сигналов

Сигнал на выходе сумматора схемы рис. 6.17 есть сумма раз­ несенных сигналов, приведенных к одной частоте f 0 и одной фазе. Этот сигнал повторяет закон модуляции несущей (ФМ-2, ФМ -4 и др.) разнесенных сигналов. На выходе смесителей СМ-1 появляют­ ся сигналы на некоторой промежуточной частоте со снятой мани­ пуляцией сигнала, т.е. немодулированные синусоидальные сигна­ лы, которые проходят через узкополосные измерительные фильт­ ры. Сигнал на выходе узкополосного фильтра очищен от шумов и имеет амплитуду и фазу колебания соответствующего луча. По­ этому такой фильтр называют измерительным.

В смесителе СМ-2 производится взвешивание сигнала луча с выхода коррелятора и приведение его к одной частоте и фазе для последующего когерентного сложения. Для тех выходов многока­ нального коррелятора (см. рис. 6.15), на которых отсутствуют лу­ чи, соответствующие измерительные фильтры будут иметь выход­ ные напряжения, близкие к нулю, и после СМ-2 эти ветви практи­ чески будут отключены. Вследствие этого схема рис. 6.17 ада­ птивно и автоматически обнаруживает лучи многолучевого сигна­ ла, оптимально их взвешивает и суммирует.

Объединенная схема рис. 6.15 и 6.17 называется в литературе Rake-приемником, по названию системы коротковолновой связи Rake 60-х годов, в которой впервые были реализованы идеи разде­ ления и когерентного весового сложения лучей при использовании широкополосных псевдошумовых сигналов.

При разделении лучей в схеме рис. 6.15 межсимвольные по­ мехи будут отсутствовать при длительности канального символа - Ат. Если это условие не выполняется, то лучи от предыдуще­ го символа будут перекрываться с лучами от последующего сим­

вола, что резко ухудшает помехоустойчивость приема сигналов. Уменьшить значение T^ и тем самым увеличить скорость переда­ чи информации можно путем увеличения периода псевдошумового сигнала Тп » т ка„, но при этом резко уменьшается число каналов и частотная эффективность метода МДКР.

ная скорость передачи RK= 666 кбит/с.

Для сравнения отметим, что при использовании узкополосных методов передачи сигналов допустимая величина Дт/т = 0,1, а при использовании эквалайзеров можно обеспечить надежную переда­ чу информации при Ат/ТкаН= 0,4. Последнее условие при Ф М -4 да­ ет значение максимальной канальной скорости передачи RK« « 270 кбит/с.