книги / Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
..pdfАмплитудно-частотная характеристика канала Найквиста K(F) равна
K(F) = Kncp(K )K np(F) =
К 2р (F) = U (F ) |
|
для входных 8-импульсов, |
|
К 2 (F) |
nF/2F" |
= U(F) |
для входных прямоугольных |
пр |
sin (nF/2FN) |
Уsin (nF/2FN) |
импульсов, |
где U(F) - требуемый спектр сигналов Найквиста на выходе при емного фильтра.
Амплитудно-частотная характеристика канала Найквиста для входных прямоугольных импульсов сигнала показана на рис. 2.61. Она носит название характеристики канала связи типа приподня того косинуса с коэффициентом а , определяющего крутизну среза амплитудно-частотной характеристики. Полоса канала связи огра ничивается величиной A F = F N(l + а ) = (1 + а)/2т, что превышает полосу идеального канала связи в (1 + а ) раз. В канале Найквиста отсутствуют межсимвольные и междуканальные помехи и обеспе чивается согласованная фильтрация импульсов сигнала в присут ствии шума.
Далее для иллюстрации приведены значения коэффициента а , реализованного в некоторых телекоммуникационных системах:
Международная система морской спутниковой связи Inmarsat |
.................0,4 |
Международная система спутниковой связи Intelsat.................................... |
0,35 |
Система сотовой мобильной связи третьего поколения.............................. |
0,22 |
Цифровое кабельное телевидение...................................................................... |
0,15 |
Рис. 2.61. Амплитудно-частотная ха
рактеристика канала Найквиста для входных прямоугольных импульсов сигнала
В радиоканале, в многока нальных системах с ЧРК разнос частот между соседними кана лами или занимаемая полоса частот канала связи составляет Afp= (1 + а)/т, где т — длитель ность импульсов на входе кана ла связи.
Форма импульса на выходе канала Найквиста может быть найдена как преобразование Фурье от передаточной функ ции канала Найквиста. Для а = 0,22 форма импульса на вы ходе канала Найквиста показана на рис. 2.62.
Рис. 2.62. Форма импульса сигнала на выходе
канала Найквиста для а = 0,22
Фильтры Найквиста получают методами цифровой фильтра ции, например, используя приближенное описание их фильтрами Батерворса высокого порядка. Погрешности реализации фильтров Найквиста оцениваются с помощью глазковой диаграммы, наблю даемой на экране осциллографа, на вход которого подается, на пример, фазоманипулированный видеосигнал с выхода канала свя зи, а развертка осциллографа по горизонтали синхронизируется тактовой частотой следования импульсов.
На рис. 2.63 показан сигнал на выходе приемника. Сплош ной линией показан сигнал на выходе канала Найквиста, а на рис. 2.64, а —соответствующая ему глазковая диаграмма. Пунктир-
Моменты |
I |
I |
I |
I |
I |
I |
I |
I |
отсчета |
| |
| |
| |
| |
| |
| |
| |
| |
Рис. 2.63. Сигнал на выходе приемника:
сплошная линия - сигнал на выходе канала Найквиста; пунктирная линия -- сигнал на выходе канала, отличающегося от канала Найквиста
Уменьшение открытия глазковой диаграммы
Фазовый
джиттер
Рис. 2.64. Глазковая диаграмма:
а- для канала Найквиста;
б- для канала, отличающегося от канала Найквиста
ной линией на рис. 2.63 показан сигнал на выходе канала, отли чающегося от канала Найквиста. Точки на пунктирной линии дают амплитуду сигнала в момент отсчета. На рис. 2.64, б показана глазковая диаграмма для пунктирного сигнала рис. 2.63. Умень шение раскрытия глазковой диаграммы приводит к энергетиче ским потерям сигнала и ухудшению отношения сигнал-шум.
Флюктуации моментов времени переходов сигнала через нуль на рис. 2.64, б определяют так называемый фазовый джиттер. По скольку в приемнике сигналы тактовой частоты формируются с помощью переходов напряжения сигнала через нуль, фазовый джиттер приводит к флюктуациям моментов отсчета сигнала, что также снижает помехоустойчивость приема сигналов.
2.8.2. Ортогональное частотное уплотнение
иразделение каналов
Вкабельных, проводных, телефонных ТЧ каналах всегда су ществует неравномерность группового времени запаздывания, так что отдельные спектральные компоненты сигнала поступают в приемник с разными задержками. Это вызывает искажения фрон тов импульсов сигнала и их расширение. Соседние импульсы на чинают перекрываться, создавая межсимвольные помехи, что ог раничивает скорость передачи сообщений по каналу связи.
Врадиоканалах с многолучевым распространением сигнала запаздывающие лучи также искажают фронты импульсных сигна лов и приводят к появлению межсимвольных помех.
Для борьбы с межсимвольными помехами используется пере дача символов сообщения по параллельным частотным каналам. При п параллельных каналах длительность символа в одном час тотном канале будет в п раз больше, чем в канале с последователь-
Входные |
Преобразователь |
|
. |
|
|
двоичные |
последовательного |
b y ,F , |
Кабель |
||
|
|||||
символы |
потока символов |
2 |
- |
Е |
|
|
в параллельные |
||||
|
: |
F t |
|
||
|
потоки |
|
|
|
i — |
н 4 - |
^Радиоканал |
|
|
Гетеродин |
Рис. 2.65. Функциональная схема передающей части линии связи с ОЧРК
ной передачей символов. Выбирая длительность символа в одном канале достаточно большой, так чтобы межсимвольная помеха за нимала относительно небольшую часть символа, можно свести влияние межсимвольной помехи до допустимого уровня.
Импульсы в параллельных частотных каналах при ортого нальном частотном уплотнении и разделении каналов (ОЧРК) пе редаются синхронно. Это позволяет в приемнике выделить им пульсы отдельных частотных каналов без взаимных помех, поэто му такой способ ЧРК называется ортогональным.
Практические системы с ОЧРК появились в зарубежных радио системах с 1957 г. (система Kineplex) и в СССР — с 1962 г. В на стоящее время в связи с разработкой БИС цифрового быстрого пре образования Фурье метод ОЧРК широко внедряется в новые высо коскоростные радио- и кабельные телекоммуникационные системы.
Функциональная схема передающей части линии связи с ОЧРК изображена на рис. 2.65. Входной поток двоичных символов
сдлительностью символа т0 разбивается на блоки из п символов и
спомощью преобразователя последовательного кода в параллель ный преобразуется в п параллельных символов, каждый длитель
ностью х = лт0. При манипуляции символов на 180° (ФМ -2) в каж дом из параллельных каналов каждый двоичный символ умножа ется на синусоидальный опорный сигнал поднесущей частоты со значением поднесущей частоты F0+ iAF, / = 0,1, 2 ,..., п - 1. В /-й параллельной ветви после умножения двоичного видеосигнала на опорный сигнал поднесущей частоты появится сигнал
U sin [2л (F0 + iAF) t + cpf- + 0],
где 0 = 0 при передаче символа " Г и 0 = л при передаче символа "О". Фаза ф/ имеет некоторое случайное значение. Сигнал после перемножителя в /-й ветви можно записать как
±U sin [2л (F0+ iAF) t + ф/],
где знак "+" соответствует передаче символа "Г (0 = 0), а знак соответствует передаче символа "0м(0 = л).
Рис. 2.66. Функциональная схема приемной части линии связи с ОЧРК
Функциональная схема приемной части линии связи с ОЧРК приведена на рис. 2.66. В приемнике опорные сигналы на входе каждого перемножителя идентичны на частоте F0+ iAF и фазе <р,- опорным сигналам на передаче. Начало интегрирования и взятия выборки в конце интервала интегрирования интеграторов с син хронным разрядом синхронизировано с началом и концом им пульсов длительностью т = я То.
На выходе /-го интегратора с синхронным разрядом в момент взятия выборки появится сумма напряжений вида
Т
С/ВЬ1Х.= \U sm [2n(F0+kAF) / -Hp*]t/onsin [27t(F0+/A/r) / + <pJ] dt.
'о
Положим для простоты записи Uon = U.
При к = / получим в /-й ветви полезный сигнал с амплитудой
U 2 j sin2 [2n(F0+/AF) / + ф,-]dt =
|
о |
|
|
|
= т 2 1 |
+ r8n(F0+iAF)£ ^ , C0S[MF° H iF ) ‘ * 2ф' 1 £ ' |
|||
Величина |
|
|
|
|
cos [4л (F0+iAF) t + 2ф(- ] ^ = |
cos |
[4л (F0+iAF) т + 2(р,-] - cos 2(p, |
||
равна нулю при |
2(F0+ iAF) т = 0,1, 2 ,... |
Это имеет место при |
||
A F= 1/т. Отсюда получим, что |
2 |
+ 1 |
должно равняться лю |
|
|
|
|
AF |
|
бому целому числу. Это дает следующие возможные значения час тоты F0:F0= О, AF/2, AF и т.д.
При к * i на выходе'интегратора с синхронным разрядом в /-й ветви получим
f/вых = U 21sin [2JI(F0+kAF) t +<p* ] sin [2n(F0+iAF) t + cpf] dt = |
||
о |
|
|
U 2 [T |
|
|
= -----< Jcos [2я(/ - к) AFt + (pj - <ph]dt + |
||
2 |
lo |
|
T |
|
|
+ |c o s |
[2n(2F0+ (i + k) AF) t + cp,-+cp*] dt |
|
о |
|
|
= |
—: sin [2тт(/ - к) AFt + <р,- - |
Ф* ] |J - |
2 [ 2TC(I - к) AF |
10 |
|
------------- !------------ |
sin [27i(2F0+(/ + k) AF) t + ф, +ф«.11„ |
|
2n[2F0 +(i + k) AF] |
|
|
Первый член равен нулю при AF= 1/т. Второй член также ра-
вен нулю, если AF= 1/т и дополнительно |
2F |
|
—- + (/ + к) есть целое |
||
|
|
AF |
число, что дает значения для F0= О, AF/2, AF, ... |
||
При выполнении |
вышеуказанных условий: AF= 1/т, F 0= О, |
|
AF/2, AF — на выходе |
/-го интегратора с |
синхронным разрядом |
появится полезный сигнал только от импульса на частоте F0 + iAF, напряжения от импульсов других частот к * i будут равны нулю, т.е. ансамбль синхронных прямоугольных импульсов сигнала дли тельностью т при разносе их частот на величину, кратную AF= 1/т, является ортогональным.
Спектр ансамбля прямоугольных импульсов ОЧРК показан на рис. 2.67.
Для сравнения укажем, что при асинхронной передаче им пульсов с ЧРК по каналу Найквиста разнос частот соседних им пульсов AF = (1 + а)/т, в то время как для ОЧРК AF = 1/т, т.е. сис тема с ОЧРК занимает в 1 + а раз меньшую полосу канала связи по сравнению с асинхронной системой с ЧРК.
A F = 1/T
Спектр
сигналов
ОЧРК
2.8.3. Уплотнение и разделение каналов по времени
Временное уплотнение и разделение каналов (ВРК) является основным видом уплотнения и разделения каналов в цифровых кабельных и радиорелейных линиях связи.
Функциональная схема временного уплотнения аналоговых сигналов с преобразованием их в цифровую форму показана на рис. 2.68. Когда коммутатор каналов сделает один полный оборот, щетка субкоммутатора сдвинется на одну ламель. Время, отводи мое на передачу одной выборки сигнала, называется канальным интервалом. Время опроса всех п ламелей коммутатора каналов определяет длительность кадра (цикла). Длительность сверхцикла при т ламелях субкоммутатора равна длительности пхт каналь ных интервалов. Вид сигналов на выходе коммутатора каналов (сигнал с АИМ ) и на выходе АЦП показан на рис. 2.69.
При формировании многоканального цифрового телефонного сигнала используются международные стандарты. Основу цифро вого многоканального сигнала составляет первичная система пе редачи. В этой системе, называемой в России системой ИКМ -30, в кадре (цикле) организуется 32 временных интервала, из которых 30 временных интервалов используются для передачи 30 телефон ных сигналов, а 2 интервала —для передачи сигналов синхрониза ции, сигнализации и организации служебных каналов.
Телефонный сигнал дискретизируется по времени с частотой Fonp = 8 кГц. Выборки телефонного сигнала следуют через интервал
Рис. 2.68. Функциональная схема временного уплотнения аналоговых сигналов
-9 6 -
Рис. 2.69. Сигналы с АИМ на выходе коммутатора каналов и
кодовые слова на выходе АЦП
времени 125 мкс. Это время составляет длительность цикла. Каж дая выборка телефонного сигнала передается с помощью двоично го кодового слова, состоящего из к = 8 бит. Скорость передачи ин формации для одного телефонного сигнала составляет R = F onpk =
= 64кбит/с. Скорость |
передачи группового сигнала равна Rrp= |
= 32R = 2,048 М бит/с. |
За время одного кадра передается 8x32 = |
= 256 бит. Поток двоичных символов со скоростью 2,048 Мбит/с называется потоком Е\.
j |
Восстановитель |
2 3 |
|
|
|
|
телефонного |
АИ М |
|
Поток £1 |
|
1 |
|
|
|||
сигнала 1 |
Экспандер ^ |
ц д П |
|||
связи |
|||||
—нг— |
А -типа |
^ |
|||
|
|
|
|
из канала |
|
I |
Восстановитель |
|
|
|
|
|
телефонного |
С х е м ы |
|
|
|
|
|
|
|
сигнала /
синхронизации тактов, СЛОВ, ЦИКЛ01
Рис. 2.70. Функциональная схема системы ИКМ-30:
а - схема уплотнения телефонных сигналов; б - схема разделения каналов и
восстановления аналоговых телефонных сигналов
Функциональная схема системы ИКМ -30 показана на рис. 2.70.
У плотнение и разделение по врем ени асинхронны х пото ков циф ровой инф орм ации . Пусть имеется п параллельных циф ровых потоков (каналов). Будем считать, что номинальные скоро сти передачи информации во всех параллельных каналах одинако вы. Однако из-за неточности установки частоты опорных гене раторов и ухода их частоты из-за изменения температуры и других причин частоты следования символов этих потоков (каналов) бу дут немного отличаться друг от друга. Поэтому такие потоки циф ровых сигналов называются асинхронными. Асинхронные потоки информации, имеющие один и тот же номинал скорости передачи символов, называются плезиохронными.
При асинхронном уплотнении цифровых каналов символы (биты) каждого канала записываются в свое буферное запоми нающее устройство (БЗУ) со своей тактовой частотой F T, а считы ваются из БЗУ с более высокой тактовой опорной частотой F T+ + 8F T, где 8F T — максимальный уход тактовой частоты F, от пика до пика из-за разного рода неточностей установки номинала так товой частоты и ее нестабильностей.
За некоторое время Т число импульсов записи в БЗУ есть FTT, а число импульсов считывания из БЗУ есть (FT+ 8 F T)7’. При неко тором значении Т = Т „ БЗУ полностью опустошится и при очеред ном тактовом импульсе считывания биты информации для переда чи по каналу связи будут отсутствовать. Чтобы не нарушать не прерывность потока символов по каналу связи, по нему передается специальный стаффинг-символ, который должен иметь отличи тельные признаки и обнаруживаться в приемнике для его уда ления.
Период появления стаффинг-символов Т„ определяется из ус ловия (FT+ 8FT) rCT- F T7’CT= 1. Отсюда Тст= 1/8FT. Обозначим отно сительную нестабильность тактовой частоты как 8F T/FT.
Тогда получим
СТ Щ FT(SFT/Ft )'
П рим ер. Пусть 8FT/FX= 10"4, F T = 64 кГц, что соответствует скорости передачи информации по каналу связи R = 64 кбит/с. То гда Гст= 156 мс. Если взять длительность цикла Та= 125 мкс, то за время Т„ будет передано Т„/Ти= 1250 циклов. Величина Т„/Ти оп ределяет длительность сверхцикла, который необходимо органи зовать в системе уплотнения каналов для передачи стаффингкоманд.
Рис. 2.71. Функциональная схема временного уплотнения асинхронных
цифровых каналов
Функциональная схема временного уплотнения асинхронных цифровых потоков показана на рис. 2.71. Устройство временного уплотнения (мультиплексор) воспринимает п асинхронных цифро вых потоков с номинальной скоростью следования символов F T каждый. К этим потокам добавляются пс потоков синхросигналов и управления стаффингом. Все потоки имеют скорость следования символов F T, так что на выходе мультиплексора образуется выход ной поток символов со скоростью F 0 = (FT + 5F T)(n + ис).
Скорость следования символов F 0 должна быть равна скоро сти из ряда скоростей международных стандартов, например F0= 2,048 Мбит/с. Полагая л = 30, получаем пс= 2. Примем дли тельность цикла Гц= 125 мкс с числом бит в цикле 256, как это ука зывалось ранее. На сигналы синхронизации и управления выделя ется 16 бит в каждом цикле. Из этих 16 бит часть бит (7 -8 бит) вы деляется на сигнал цикловой синхронизации. Выделим 1 бит в качестве известной временной позиции, на которой передаются символы стаффинга и еще 1 бит для организации сверхцикла. Сверхцикл состоит из N циклов, и за время сверхцикла будут пе реданы N бит, которые должны обеспечить передачу сигнала синх ронизации плюс п стаффинг-команд по одной команде на каждый канал за время сверхцикла.
Стаффинг-команда должна указывать, есть на стаффингпозиции импульс стаффинга или этот импульс отсутствует. Стаф финг-команда должна передаваться с очень высокой надежностью, поскольку ее пропуск приводит к сдвигу всей выходной последо вательности символов, нарушению работы систем синхронизации в приемном устройстве и, как следствие, к обрыву связи.