книги / Основы построения телекоммуникационных систем и сетей
..pdfПри переходе на частоты, которые превышают оптимальную рабочую частоту, дальность связи начинает уменьшаться (при той же мощности передатчика). Для свободного пространства это уменьш ение дальности связи пропорционально увеличению часто ты в первой степени, так как можно положить Tnf + TA( f) « Т„р и /*с /N0 = const//-2.
6.3.2. Статистические характеристики радиоканалов сотовой связи
В условиях города прямая геометрическая видимость между антенной базовой станции и мобильным терминалом большую часть времени отсутствует из-за экранирования радиосигнала зда ниями и полезный сигнал достигает мобильный терминал за счет эффектов дифракции, отражения и рассеяния радиосигнала от элементов зданий и окружающих предметов.
Среднее (медианное) значение сигнала на выходе приемной антенны или плотность потока мощности в месте приема зависят от многих факторов. В отличие от распространения сигнала в сво бодном пространстве, в котором плотность потока мощности убы вает с расстоянием как г2, в радиоканалах сотовой связи плотность потока мощности убывает с расстоянием как г", где п лежит в пре делах от 3,5 до 4,5.
Кроме того, в отличие от свободного пространства, плотность потока мощности в месте приема зависит от частоты радиосигна ла, увеличиваясь на более низких частотах. Этот эффект определя ется механизмами дифракции, отражения и рассеяния сигналов.
М обильный терминал находится в некоторой так называемой локальной зоне, в которой происходит рассеяние энергии сигнала на многочисленных рассеивателях. Это могут быть элементы зда ний, автомобили, рекламные щиты, столбы и другие объекты. В результате на мобильный терминал приходит ряд лучей с различ ными амплитудами, задержками и доплеровскими сдвигами часто ты; последние определяются скоростью движения мобильного терминала. Интерферируя в точке приема, эти сигналы вызывают быстрые замирания результирующего сигнала, огибающая которо го в отсутствие прямого луча описывается релеевским распределе нием вероятностей.
Эксперименты показывают, что при перемещении мобильного терминала на расстояние, равное половине длины волны, замира ния являются независимыми и сигнал может измениться от мак симального до некоторого весьма малого значения. При переме щении мобильного терминала в пределах 50 —60 м сигнал много кратно изменяет свое значение от максимума до минимума, но при этом средняя мощность принимаемого сигнала остается постоян
ной. Свойство постоянства средней мощности принимаемого сиг нала определяет размер локальной зоны.
М ножество (ансамбль) локальных зон на одном и том же рас стоянии от базовой станции, отличающихся трассами распростра нения радиосигнала, будут иметь разные значения средней мощ ности принимаемого сигнала, которые случайным образом меня ются от одной локальной зоны к другой, поэтому мобильный терминал, перемещаясь от одной локальной зоны к другой, будет испытывать случайные изменения средней мощности сигнала. Распределение вероятностей средних значений мощности радио сигнала различных локальных зон (медленных замираний сигнала при движении терминала), как показывают измерения, описывает ся логарифмически-нормальным законом распределения вероятно стей.
При отсутствии прямого луча радиосигнал от базовой станции достигает мобильный терминал путем многократных отражений от ребер здания. Эти отражения от ребер здания описываются меха низмом дифракции на кромках клиньев. На рис. 6.6, а показаны пути распространения трех лучей в горизонтальной плоскости, а на рис. 6.6, б приведена проекция одного из лучей на вертикаль ную плоскость, проходящую через базовую станцию и мобильный терминал. Каждый из лучей, приходя в локальную зону, порожда ет множество лучей от местных рассеивателей, находящихся в ло кальной зоне.
При диаметре локальной зоны порядка 60 м разброс задержек лучей от рассеивателей локальной зоны составляет порядка 200 нс.
Плотность распределения вероятностей задержек т по трассе распространения от базовой станции до мобильного терминала подчиняется экспоненциальному закону:
W (т) = — e 'T/t\
<*т
Рис. 6.6. Дифракция радиосигнала на ребрах зданий в городе
19* |
- 2 9 1 - |
А м п л и т у д а |
где G X — среднеквадратическое |
||||
с и гн а л а |
|||||
значение |
разброса |
задержек. |
|||
|
|||||
|
Для города а т« 3 мкс. |
|
|||
|
С учетом |
вышесказанного |
|||
|
типовой сигнал на выходе при |
||||
|
емной антенны терминала при |
||||
|
излучении |
базовой |
станцией |
||
|
очень короткого радиоимпульса |
||||
|
(дельта-импульса) будет иметь |
||||
|
вид, показанный на рис. 6.7. |
||||
|
При |
увеличении |
запазды |
||
Рис. 6.7. Реакция канала сотовой связи |
вания луча его амплитуда также |
||||
на дельта-импульс |
уменьшается |
по экспоненци |
альному закону за счет удлине ния пути распространения сигнала, увеличения числа переотражений на пути распространения и увеличения углов падения луча на отражающие элементы зданий.
Механизм распространения радиосигнала за счет его много кратного отражения от ребер и стен зданий позволяет объяснить логарифмически-нормальный закон распределения вероятностей для медленных замираний сигнала. Разобьем трассу распростране ния радиосигнала на участки от одного отражения до другого. Обозначим коэффициенты передачи этих участков как К \,К 2,..., КП9 где коэффициенты АТ/, / = 1, 2 ,..., п, - случайные величины. На пряженность поля у терминала Е = ЕоК\К2 ... К„, где Е0 - напря женность поля на входе первого участка. Коэффициент передачи трассы распространения
К = Е/Е0= К 1К2 ...К„.
Прологарифмируем обе части равенства
1пК = S l n ^ ..
/= 1
п
Величина In К; —случайная величина. Тогда £lnATf —сумма
/=1
большого числа случайных величин одного порядка и в силу цен тральной предельной теоремы теории вероятностей величина 1пАГ будет гауссовской случайной величиной, что и доказывает, что величина К и, следовательно, величина Е подчиняются логариф- мически-нормальному закону распределения вероятностей.
Рассмотрим теперь механизм распространения радиосигнала, определяющий уменьшение плотности потока мощности по закону г4 Для этого рассмотрим участок распространения радиосигнала в вертикальной плоскости между двумя отражениями от зданий (см.
А
Рис. 6.8. Интерференция прямого и отраженного лучей |
Рис. 6.9. |
Векторная |
|
диаграмма |
прямого |
|
и отраженного лучей |
рис. 6.6, б), который отдельно показан на рис. 6.8. В точке А нахо дится вторичный источник излучения на высоте Д, относительно точки отражения С, находящейся на Земле или крыше здания. Точка В является кромкой клина, где проходит дифракция прямого луча АВ и отраженного луча СВ. Далее рассматривается распро странение дифрагированных прямого и отраженного лучей в неко тором одном направлении.
В точку В приходит прямой луч Е sin со/, где Е - напряжен ность электрического поля в точке В, и отраженный луч
p£sin|^co/ + p - —— J, где р < 1 - коэффициент отражения луча в
точке С; Р — изменение фазы радиосигнала при отражении; Аг - разность хода лучей АС + СВ и АВ.
Обозначим ср = Р - 2пАг/Х. Суммарный сигнал в точке В
Е sin со/ + рЕ sin (со/ + ср) = EU sin (со/ + vp),
где огибающая EU или нормированная огибающая U находится из векторной диаграммы, показанной на рис. 6.9:
U = -у/(1+р cos ср)2 + (р sin ср)2 =-y/l + 2pcoscp + p2
Из рис. 6.8 угол скольжения у определяется из соотношения tg y =АА'/г = (hi+ h2)/r. Полагаем h\lr<£.\ и h2/r<Z.\. Тогда tg y » « у<§:1. При малых углах скольжения р « 1 и Р = я. Тогда
U = >/2(Т+"соГф) = 2cos(cp/2).
Найдем разность хода лучей Аг. Из рис. 6.8:
АВ = -Jr2 + ( h i- h 2)2 = r j \ +(hi-h2)2/r2 */• + (/» ,-h2)2Hr,
и
О |
|
г |
4А,А2/Х |
|
|
Рис. 6.10. Интерференционное ослабление сигнала |
||
АС + СВ = А 'В = ^/r2+(A ,+A2)2 * г + (А, + А2)2/2г, |
||
A r = A 'B - A B |
= 2hxh2/r. |
|
Для огибающей U получим |
|
|
я |
2nhxh2 |
2п1цh2 ' |
|
|
Х.г , |
Расстояния г, которым соответствуют максимумы функции U, можно найти из условия 2nhlh2/‘kr = (л/2)(2п + 1), где п = 0,1, 2, откуда следует r = 4hxh2 /Х(2п + 1).
Первый максимум (п = 0), считая со стороны больших рас стояний, удален от точки А на расстояние 4А]Л2 /А.. Поведение оги бающей U в зависимости от расстояния представлено на рис. 6.10. В заштрихованной области, которая соответствует типовым усло виям работы каналов сотовой связи, полагая аргумент синуса ма лым, получим U « 4лА|А2/^ г.
Это выражение называется формулой Введенского [5]. В об ласти применимости формулы Введенского плотность потока мощности в точке В (см. рис. 6.8)
const
где ро —плотность потока мощности в точке А от прямого луча.
Из других важных статистических характеристик радиоканала сотовой связи следует отметить следующие две:
1) в отличие от радиорелейных систем прямой видимости, где многолучевость определяется отражениями сигнала от тропосфер ных слоистых неоднородностей, в сотовой связи эти эффекты не наблюдаются. Это объясняется большой разницей высот антенн базовой и мобильной станций. В этих условиях появление зер кально-отраженных от тропосферы сигналов возможно только для больших углов скольжения радиосигнала относительно горизонта ли, однако при больших углах скольжения эффективного отраже ния сигнала от тропосферы не возникает;
2) экспериментально наблюдается увеличение напряженности электрического поля в сотовом канале связи при переходе на более низкие частоты. Теоретическое обоснование этого факта пока не найдено. Этот эффект связан с поведением ЭПР основных отража телей в сотовом канале связи. Основные отражатели в виде ребер зданий в городе можно аппроксимировать телами известной фор мы, для которых ЭПР известна, например тонкими цилиндрами. Для вертикально поляризованной волны ЭПР длинного вертикаль ного цилиндра, например, пропорциональна первой степени длины волны. Элементы здания на стыке крыши и ребер образуют тело типа пирамиды, ЭПР которой также растет с увеличением длины волны и т.д.
6.3.3.Потери сигнала при его распространении
всистемах сотовой связи
Ввиду большого разнообразия трасс распространения радио сигналов и случайного изменения характеристик каналов связи по ансамблю и времени расчет мощности принимаемого сигнала воз можен только с помощью статистических методов, опирающихся на экспериментальные данные.
В системах сотовой связи вводится понятие ослабления сиг нала между изотропными передающей и приемной антеннами Ьв {basic transmission loss). Для свободного пространства без потерь из разд. 6.3.1 получим
LBct = Pn/Pc = (4nr/Xf.
Переведя длину волны в частоту радиосигнала, получим для свободного пространства
LBc* = 32,45 + 201g/MTU+ 201g гт дБ.
Существует целый ряд теоретических методов расчета меди анного значения сигнала для конкретных трасс, учитывающих конфигурацию улиц, высоту зданий и др. Можно обобщить эти методы для получения среднестатистических значений медианно го уровня сигнала для города, пригорода и др. В любом случае теоретические методы расчета должны давать расчетные величи ны, близкие к экспериментальным. В свете этого наилучшим рас четным методом будет хорошая аналитическая аппроксимация экспериментальных данных для медианных значений сигнала. Та кой метод расчета разработан и носит название метода Окумуры
{Okumura).
Ослабление сигнала между изотропными передающей и при емной антеннами для медианных значений сигнала (для 50% всех локальных зон в 50% времени) для районов с типичной городской застройкой выражается в следующем виде [16,17]:
LB = 69,55 + 26,161g/~ 13,821g h6 - a(hM) + (44,9 - 6,551g A6) lg дБ,
где/ —частота в МГц; /гб, Л„ —высоты антенн базовой и мобильной станций в м; г —расстояние между базовой и мобильной станция ми в км; а(1гм) —коэффициент, учитывающий высоту антенны мо бильной станции.
При 1гы= 1,5 м a(hM) = 0. В других случаях
8,28 [lg (1,54/z* )]2 -1,1, |
/ |
> 200 МГц, |
а (К ) = |
/ |
> 400 МГц. |
3,2 [lg (11,7 5 ^ )]2- 4,97, |
Формула Окумуры справедлива при условиях:
• для частот от 150 до 1500 МГц;
•г от 1 до 20 км;
•А6 от 30 до 200 м;
•hMот 1 до 10 м.
Для расстояний 20 км < г < 100 км в выражении для Lg величи
на Ig r заменяется на (lg r)b, где £=1+(0,14+1,87-10“4/+1,07-10~3/гб)х \0,8
l g -
Ч20.
Аналогичные аналитические выражения, аппроксимирующие экспериментальные данные, существуют для пригорода, сельской местности и открытого пространства. Также существуют форму лы, расширяющие диапазон рабочих частот до 2 ГГц.
Отметим, что если из выражения для Lg вычесть потери в сво бодном пространстве, то член, зависящий от частоты, превратится из 26,161g/ в 6,161gf что показывает частотную зависимость ЭПР отражателей трассы распространения сигнала.
6.3.4. Основные помехи приему сигналов и методы борьбы с помехами
Основная задача любой системы мобильной связи, включая наземную систему сотовой связи, —повышение помехоустойчиво сти приема сигналов, что позволяет увеличить дальность радио связи и повысить пропускную способность каналов связи при за данной ограниченной полосе частот системы связи. Радиоканалы "мобильный терминал-базовая станция" являются ограниченными по энергетике, в частности, вследствие невозможности повышения излучаемой мощности персонального терминала по условиям био логической безопасности, поэтому повышение скорости передачи информации в радиоканале приводит к уменьшению дальности связи, уменьшению диаметра соты и увеличению числа сот в зоне обслуживания.
Существующие и разрабатываемые новые технические реше ния по построению сотовых систем связи в диапазонах частот от 450 М Гц до 2 ГГц показывают, что резервы по повышению их пропускной способности еще далеко не исчерпаны. Так, значи тельное повышение дальности связи и пропускной способности сотовой системы связи возможно при использовании многолуче вых антенн базовой станции с узкими лучами. Эта техническая концепция давно с успехом развивается в системах спутниковой связи (ретрансляторы КА с многолучевыми антеннами), но пока еще не используется в наземных системах сотовой связи.
Рассмотрим основные факторы, которые препятствуют дос тижению высокой пропускной способности и большой дальности связи в сотовых системах связи. Такими факторами являются:
•помехи от других сот, использующих одну и ту же полосу рабочих частот;
•значительное ослабление медианного значения сигнала с увеличением расстояния;
•наличие медленных замираний сигнала;
•многолучевое распространение радиосигнала, приводящее к глубоким замираниям сигнала и возникновению межсимвольных помех. Последнее обстоятельство требует принятия специальных мер для обеспечения высокой скорости передачи информации по радиолиниям.
Последние три фактора также характерны для тропосферных линий связей, которые мы рассмотрели в гл. 4. Существует и глу бокая аналогия по методам борьбы с замираниями сигнала в тро посферных и сотовых системах связи.
П омехи от других сот являются неустранимыми в силу само го принципа построения сотовых систем связи с повторным ис пользованием одних и тех же частот в несмежных сотах или с ис пользованием принципов МДКР. В настоящее время для умень шения влияния помех от других сот используется помехоустой чивое кодирование в каналах связи со скоростью кодирования 1/2 и 1/3, что снижает частотную эффективность канала связи. Однако при приближении мобильного терминала к базовой станции уве личивается отношение сигнал-помеха и в радиоканалах можно ис пользовать спектрально-эффективные коды типа 16КАМ и др., адаптивно повышая скорость передачи информации в радиолинии.
При большом радиусе соты (20—30 км и более) можно обеспе чить положение мешающей соты далеко за пределами прямой геометрической видимости по отношению к рассматриваемой со те, что способствует уменьшению мощности принимаемых сигна лов из мешающих сот.
М етод многостанционного доступа существенно влияет на ве личину помех от мешающих сот на входе демодулятора приемни ка. При М ДКР уровень помех на входе демодулятора приемника, например, базовой станции от мобильных терминалов мешающей соты определяется средней мощностью ансамбля принимаемых меш ающ их сигналов, в то время как при МДЧР и М ДВР канал связи должен проектироваться исходя из условий воздействия максимального уровня мешающей станции, что является более неблагоприятным воздействием.
При М ДКР уровень помех от мешающих сигналов в своей со те от других работающих терминалов и от мобильных терминалов в других сотах можно существенно уменьшить при использовании многолучевой антенны базовой станции с узкими лучами.
М еди ан н ы й уровен ь приним аем ого си гн ала при заданном расстоянии между передатчиком и приемником и при неизменной излучаемой мощности сигнала зависит практически от двух пара метров: значения рабочей частоты сигнала и высоты подъема ан тенны базовой станции. При этом предполагается, что высота подъема антенны мобильного терминала равна типовому значе нию 1,5 м и не может быть существенно увеличена; антенна мо бильного терминала является изотропной, коэффициент усиления антенны базовой станции одинаков для рассматриваемых рабочих частот.
Использование более низкочастотных диапазонов частот по
зволяет |
увеличить |
медианное значение радиосигнала на 26,161g |
(flfo) дБ, |
где f 0 - |
некоторая исходная частота радиосигнала для |
сравнительного а н а л и з а ;/- выбираемая рабочая частота сигнала. М едленны е зам и ран и я радиосигнала определяются двумя
факторами: 1) случайными изменениями коэффициента передачи трассы распространения радиосигнала при перемещении мобиль ного терминала из одной локальной зоны в другую; 2) наличием нескольких различных трасс распространения от базовой станции к данной локальной зоне, что приводит к появлению в локальной зоне нескольких лучей с относительно большими задержками, ко торые интерферируют и создают дополнительные флюктуации сигнала в локальной зоне. При анализе медленных замираний рас сеяние сигнала на рассеивателях внутри локальной зоны не рас сматривается.
Случайные изменения коэффициента передачи трассы распро странения радиосигнала должны компенсироваться введением запаса по энергетике радиолиний. Дисперсия медленных замираний за счет многолучевого распространения радиосигнала может быть уменьше на за счет применения тех или иных методов разнесенного приема. Этот вопрос мы рассмотрим ниже при анализе быстрых замираний сигнала за счет рассеивателей, находящихся в локальной зоне.
6.3.5. Методы борьбы с быстрыми замираниями сигнала
При обычных методах передачи и приема сигналов, когда не производится разделение отдельных лучей в приемном устройстве, результирующий многолучевой сигнал на входе приемной антен ны мобильного терминала или базовой станции имеет амплитуду, которая случайно изменяется во времени при движении термина ла. Огибающая многолучевого сигнала описывается распределе нием вероятностей Релея:
W(UC) = ^ L e~Uc/2ac ,
где Uc - текущее значение огибающей сигнала; а 2 - средняя мощ ность многолучевого сигнала.
Обозначим для текущего значения Uc отношение энергии бита ((Ус/2)т0 к спектральной плотности шумов No на выходе приемной антенны через А2, а отношение средней энергии бита а 2т0 к спек тральной плотности шумов через ho. Для текущего значения вели чины А2 вероятность ошибки на бит для когерентного приема сиг налов с фазовой манипуляцией на 180° или для четырехфазной ма нипуляции сигналов
р(А) = 1[1 -Ф (> /2й)].
2
Для замирающего по Релею сигнала вероятность ошибки на бит
Р = ]fV (U c)p(h)dU c = I / % е - ^ 2/2о'[1 -Ф (л /2 Л )]Л /с.
0 |
2 0 <*с |
|
Имеем (/с/а с = j2 h /h Q. Тогда |
|
|
р = J -^-е-й2/л° [1 - |
Ф (42h)\dh = - |
1- . |
оЛ0 |
2 |
1+ Лп |
где |
интеграл |
вычисляет |
ся |
по частям. |
При Ло»1 |
р * 1/4Ло. |
|
|
|
Кривые |
вероятности |
ошибки на бит для неза мирающего и замирающе го по Релею сигналов представлены на рис. 6.11, где для незамирающего си гнала положено Л2 = hi.
Эти кривые показыва ют необходимость повыше
ние. 6.11. Вероятность ошибки на бит для замирающего и незамирающего сигналов