Добавил:
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:

книги / Обнаружение, распознавание и пеленгация объектов в ближней локации

..pdf
Скачиваний:
20
Добавлен:
12.11.2023
Размер:
12.6 Mб
Скачать

Рис. 6.7. Зависимость ^ п(0, т) сигналов в двухканальном пеленгаторе при т = 0 без нелинейного преобразования (кри­ вые 1, 2, 3) и после знакового функционального преобразо­ вания (кривые Г, 2', 3') при различных отношениях сигнал/помеха о2:

а1 = 100 (/); а2 = 1(2); в2 = 0,1 (3)

образовании (6.26) (кривые Г, 2 \ 3') от угла визирования лока­ лизованного источника на фоне распределенных помех при раз­ личных отношениях сигнал/помеха по мощности а 1, при отно­ сительной базе d/X0 = 5 и относительной ширине энергетическо­ го спектра а = 2. Знаковые функциональные преобразования входных сигналов незначительно изменяют взаимокорреляционные характеристики при d/ \ 0 = 5, а = 2 до отношения сиг­ нал/помеха а2 = 1. При этом не происходит подавления сигнала помехой.

Фактически приведенный временной метод анализа может быть использован для установления местоположения источника энергии, которая равномерно излучается во все стороны, путем определения времени запаздывания принимаемых колебаний на выходе.

б

Рис. 6.8. Зависимости ф£,(0п,веД ) (а) и У<П(6„,0СД ) (б) при различных отношениях сигнал/помеха а2:

а2= 1(/); а2=0,1 (2); а2 =0,01 (3)

Если скорость распространения энергии Vc известна, то запаз­ дывание между выходными сигналами можно рассматривать как угол падения волны 0, который удовлетворяет соотношению sin0 = KcTI d .

Запаздывание т двух выходных сигналов %(/) и г|(/), вызванных одним источником, можно вычислить исходя как из взаимокорреляционной функции, так и из взаимной спектральной плотности. Использование взаимного спектра (аргумента взаимного спектра и функции когерентности) дает в некоторых случаях определенны^ преимущества при решении задач, связанных с учетом влияния пространственной помехи на входе.

Было проведено исследование аргументов взаимного дискрет­ ного спектра и функций когерентности (см. выражения (6.20), (6.21)). При расчетах на ЭВМ относительная частота к в пределах от 0 до 2 изменялась с шагом И= 1(Г2. Статистически независимая пространственная помеха уменьшает коэффициент когерентности

(0П,0 С, к), но не изменяет на определенных частотах фазы

Ф?Л(0П’0С’*) (Рис- 6-8). Расчеты проводились для угла визирова­

ния 45°, локализованного источника, равномерно распределен­ ной помехи в диапазоне углов от -90° до +90°, равномерной функции направленности антенн, для относительной полосы сигналов а = 0,5, и помехи а = 1, при совпадающих централь­ ных частотах и гауссовых спектральных плотностях сигнала и помехи.

Характерно, что на графике ср^ (0П, 0С, к) аргумент взаимно­

го спектра достигает значения ±пп рад, и = 1, 2, 3, .... на одних и тех же частотах независимо от отношения сигнал/помеха.

Согласно формуле (6.20), фазовый угол равен 0, п, 2л и т.д., если квадратурная составляющая равна 0. Другими словами, фазо­ вый угол меняется на 180°, когда

k2mi/X0s\nQ= nn, л = 1 ,2 ,3 ,....

Следовательно, угол падения волн, исходящих от точечного источника,

e-arcsin

независимо от наличия искажающего шума.

На основании проведенных исследований можно сделать вы­ вод о возможности определения угла визирования локализованно­ го объекта для углов, лежащих в пределах 1.. .90°.

В работе [2] рассматривается точность оценивания статисти­ ческих характеристик случайных процессов. Предполагается, что обрабатываемые данные представляют собой реализации стацио­ нарных эргодических процессов.

Ошибка оценки аргумента взаимного спектра может быть оп­ ределена по формуле

Аф?л(*) =

[ H j nw ] l/2

(6.28)

 

К л(Л )|(2 nd)'12’

где па — количество выборок на всей длине реализации. Вместо коэффициента (к) в выражении (6.28) может быть использова­

на его оценка. Как видно из выражения (6.28), при у^л (Л) -> 1

среднеквадратическая ошибка Аф^, (£) стремится к нулю.

6.3.Информационные системы

свременном способом обработки сигналов

Пеленгаторы с корреляционными и регрессионными трактами обработки сигналов

Из анализа коэффициента взаимной корреляции (регрессии) сигналов на входах двухканальной системы фазометрического ти­ па видно, что его значение несет информацию о положении центра локализованного источника излучения относительно опорной плоскости.(см. рис. 6.3-6.5).

Для решения задач пеленгации локализованных источников излучения относительно опорной плоскости на фоне распределен­ ных помех при широкополосных сигналах могут быть применены регрессионные системы с аналоговыми алгоритмами вида

7 J { | а д + л « м | а д - м в« М ') И ^ л , , .

к-т

где Т — время принятия решения; ^(/),r|(f) — реализации вход­ ных процессов после частотной фильтрации; К — весовой коэф­ фициент; (0С) — коэффициент взаимной регрессии процессов {£,(/)} и {тД/)} ПРИ нахождении локализованного источника в опорной плоскости; Unop — пороговый уровень.

Попеременным введением временной задержки в первый и второй каналы осуществляют сканирование средней плоскостью срабатывания относительно опорной в пределах углов 0 от 0° до ±90°. Тогда алгоритм двухканального пеленгатора можно предста­ вить в виде

<о-Т

при -90° <0<О°,

^ ) Ш О + л ('-т )|- А :|$ М -Р 5, ( е о ) п ( ' - х ) |И » ^

>о~Т

при О<0<9О° т = ———sin0,

/о*о

где d — база; f 0 — средняя частота в спектре излучения; Х0

средняя длина волны излучения локализованного источника.

На основании выражения (3.75) можно записать регрессион­ ный алгоритм работы трехканального пеленгатора локализованно­ го источника излучения относительно опорного направления

^ } {1§(О +т1(О+ Г(О1+ ^||§(О-РБл(0о)т1(О-Р&(ео)У(/)|-

-^ Ь ( О - Р ^ ( ео К (О -Р Лг(ео )г (О |-^ 1 у (О - Р У4(0оК (О -

Pyn^oM O lW '^nop*

где КЬ К2,К) — весовые коэффициенты; Рд,, (0О), Р^т (©о).

(ео).

М 0о).Р* (0о),Рул(0о) — коэффициенты взаимной регрессии

процессов {^(ОМлСО} и {Y(01 при нахождении локализованно­ го источника на опорном направлении.

При симметричной относительно опорного направления об­ ласти срабатывания Кх- К г =Ку Попеременным введением управляемой задержки сигналов в каналах трехканального пелен­ гатора можно осуществить сканирование средней плоскостью сра-

Рис. 6.9. Обобщенная структурная схема пассивного пелен­ гатора источников широкополосного излучения:

1.11.3 — приемники; 2.1—2.3 — полосовые фильтры; 3.13.3дискретные функциональные преобразователи; 4 — дискретный преобразователь сигналов (ДПС); 5 — аналоговый преобразователь сигналов (АПС); б, 8 — компараторы; 7 —энергетический канал; 9 — схема совпадения

батывания по локализованному источнику излучения относитель­ но опорного направления. Точность работы пеленгаторов с алго­ ритмами, приведенными выше, будет зависеть от стабильности коэффициентов передачи приемных трактов. Поэтому такие алго­ ритмы целесообразно применять в простых системах, когда не требуется высокая точность пеленгации локализованных источни­ ков излучения. Для уменьшения влияния на точность пеленгации нестабильности коэффициентов передачи трактов и для расшире­ ния динамического диапазона целесообразно использовать дис­ кретно-аналоговые регрессионные тракты, в которых после час­ тотных фильтров осуществляются знаковые функциональные пре­ образования.

Тогда доверительный интервал и модуль ошибки регрессион­ ного предсказания в регрессионных алгоритмах можно прибли­ женно вычислить при помощи дискретных операций над кванто­ ванными сигналами, после чего для упрощения системы целесооб­ разно перейти вновь к аналоговым сигналам (рис. 6.9).

При реализации ДПС на стандартной логике в блоках 3.1-3.3 целесообразно осуществлять знаковое преобразование вида:

1

при

£(f)>0;

0

при

^(/)< 0 .

1

при

-п(г)>0;

И ') = / Ь (»)]-{,0

при

(6.29)

r|(f)<0.

1

при

у(/) > О;

О

при

у(/)<0.

Доверительный интервал регрессионного алгоритма можно вычислить в каждый момент времени при помощи функции алгеб­ ры логики Ft , отражающей совпадение квантованных сигналов во

времени, а следовательно, и совпадение фаз сигналов на входах блоков 3.1-3.3. Вычисление модуля ошибки регрессионного пред­ сказания может быть осуществлено при помощи функции алгебры логики Fy, отражающей несовпадение квантованных сигналов во времени, а следовательно, и несовпадение фаз сигналов на входах блоков. Функции алгебры логики Ftj и FZj для двух- и трехка­

нальной систем будут иметь вид

\=хлуF1} = х л у л г .

Функции алгебры логики Fv и Fv для двух- и трехканальной

систем могут быть заданы в совершенной нормальной дизъюнк­ тивной форме (СНДФ):

FVi = х л у \ / х л у ;

FVj = х л у л ! v x л у л г v x л у A Z V

V X A y A Z V X A y A Z V X А у A Z .

В случае трехканальной системы функция Fv , задаваемая в СНДФ, может быть минимизирована:

Fy = X A Z V X A Z V X A y .

С учетом необходимости реализации рассмотренных функций алгебры логики на существующей элементной базе на основании тождеств алгебры логики функции , F^ , FVi, Fv^ могут быть

представлены в виде

Е

Рис. 6.10. Структурная схема анало­

Рис. 6.11. Функциональная схема

гового преобразователя сигналов:

аналогового преобразователя сиг­

1,2 — аналоговые ключи; 3 — сумми­

налов:

рующий блок; 4 — интегратор

1,2 — аналоговые ключи

F Z 2 = x A y = x v y ;

F Zi = x A y A z = x v y v I ;

F y t = X А у V X A y = X А у A X A у ' ,

F y } = X A Z V X A Z V X A y = X A y A Z A X A y A Z .

Существует взаимное однозначное соответствие между функ­ циями алгебры логики и реализующими их схемами на элементах «И», «ИЛИ», «НЕ», «И — НЕ», «ИЛИ — НЕ».

В пеленгаторах с симметричной относительно опорного на­ правления (опорной плоскости) областью срабатывания АПС мо­ жет быть представлен в виде структурной схемы (рис. 6.10).

Отношение ЭДС источников Е{/ Е2 задает коэффициент К рег­ рессионного алгоритма. В реальных системах Ех и Е2 могут быть получены при помощи делителя на резисторах R\ и R2 (рис. 6.11). Ин­ тегрирование приближенно осуществляется на ЛС-цепи (R2C = RAC) при Rj = R4 » R2. В качестве примера на рис. 6.12 приведены структурные схемы двух- и трехканального пеленгаторов с мини­ мизированными ДПС.

Анализ дискретно-аналоговых регрессионных трактов пелен­ гаторов локализованных источников излучения на фоне распреде­ ленных помех будем проводить методами вероятностной арифме­ тики, основой которых служит представление функций алгебры 240

а

6

Рис. 6.12. Структурные схемы двухканального (а) и трехканального (б) пеленгаторов локализованных источников широкополосных сигналов:

1.1-1.3 — приемные антенны; 2.1-2.3 — фильтры; 3.1-3.3 — усилители; 4.1-4.3, 16, 20 — компараторы; 5-11, 21 — схемы «И», «ИЛИ», «НЕ»; 72, 13 — аналого­ вые ключи; 14,17 — сумматоры; 75,19 — интеграторы; 18—детектор

логики через конъюнкции, дизъюнкции и отрицания в виде ариф­ метических выражений.

При этом конъюнкция представляется как арифметическая опе­ рация умножения переменных, определенных на множестве (0,1):

У=ххл х 2 л ... л х и = х1х2 ...хн,

(6.30)

а инверсия — как

У= х = \- х .

(6.31)

На основании равенств (6.30) и (6.31) функции Ft и Fv можно записать в виде

 

Fz2 = х л у =ху;

Fz

= х л у л г = хyz\

(6.32)

Fy2 = х л у л х л у = х + у - 2ху;

Fy} = х л у л z л х л у л ! = х + у + z - ху - yz.

Функциональное преобразование сигналов (6.29) выразим че­ рез знаковую функцию:

*(') = /[£ (')] = ^ [1 + sign £(')];

АО=/ [ л ( 0 ] =

+

signл (0];

< « 3 )

АО=Л т ( 0 ] =

+

sign у(/)].

 

Используя формулы (6.33), систему (6.32) можно записать как

Fz, (0 = ^[1 + sign %(/) + sign rj (/)+ sign 4(/) sign t| (/)];

Fz} = -k1 + sign £,(() +signTi(f) + sign y(/) + sign S(/)sign r| (/) +

О

+sign^(/)signy(/) + signri(r)signY(/) + sign4(/)signri(r)signY(0];

(6.34)

Fv%=—C1 - sign^(/)sign (/)];

Fyt = ~[3 ~ sign ^ (/) sign л (r) - sign £(/)sign y(/) -sign r|(f)sign y(0] •

242