книги / Микропроцессорные гибкие системы релейной защиты

ного шунта RS, отфильтровывается высокочастотная составляющая (’’пила”) тока / к , и на выходе разделительного фильтра Z напряжение £/рф оказывается пропорциональным измеряемому току / х.

На рис. 6.12-6.14 для наглядности приведены графики зависимости / х (t) для трех различных наклонов кривой линейно нарастающего тока: на рис. 6.12 —для большого наклона (большое значение положительной производной измеряемого тока) и малого наклона (малое значение по-

211

ложительнои производной измеряемо­ го тока); на рис. 6.13 —для нулево­ го наклона (производная измеряемо­ го тока равна нулю); на рис. 6.14 — для отрицательной производной из­ меряемого тока. Кроме того, на рис. 6.12—6.14 приведены графики напряжения £Г„(0 на выходе ЭХ и графики напряжения UKV на выходе нуль-органа KV. Измеряя частоту / сигнала UKV, можно судить о значе­ нии производной измеряемого тока

dt

Из сопоставления графиков, приведенных на рис. 6.12—6.14, следует, 41о с уменьшением наклона (первой производной) зависимости / х (?)

мости от знака производной измеряемого тока изменяется знак раз­ ности Тх- Т 2, что видно из сопоставления кривых на рис. 6.14 и 6.12.

212

Рис. 6.15. Диаграммы работы части схемы ИПТ, выделяющей разность Т \ - Т 2

Таким образом, по разности Тг- Т 2 можно судить о значении и знаке производной измеряемого тока. Выделение этой разности осуществляет вторая часть схемы ИПТ, приведенной на рис. 6.11. Работа этой части устройства иллюстрируется диаграммами на рис. 6.15. В момент време­ ни 11, соответствующий началу формирования положительной полувол­ ны длительностью 7 \, фронтом сигнала UXI на выходе диода VD1 (см. рис. 6.11) переключается триггер DA, прямым выходом которого подготовляется к работе логический элемент DD1 и открывается ключ

полуволны Т2у на выходе логического элемента DD2 исчезает сигнал, разрешающий суммирование счетных импульсов, а на выходе логичес­

В момент времени Г3, соответствующий окончанию формирования от­ рицательной полуволны Т2, очередным фронтом сигнала на выходе дио­ да VD1 переключается триггер DA, который закрывает ключ 5, после

213

чего фиксация импульсов, формируемых генератором UZ, прекраща­ ется. Число импульсов N = TV* - Аг , оставшихся в PC в этот момент времени, пропорционально разности длительностей положительной Т1

импульсов можно считывать в виде параллельного кода с прямых или инверсных выходов PC.

Временная диаграмма, поясняющая алгоритм работы PC в соответ­ ствии с характером сигнала на выходе нуль-органа KV, приведена на рис. 6.15. В момент времени г4 логический элемент DD3 вырабатывает сигнал UDD3 (’’сброс”), устанавливающий PC в нулевое состояние. В течение интервала времени Дгпод осуществляется подготовка устрой­ ства к очередному циклу измерения разности длительностей полуволн напряжения UH. Начиная с момента времени t s, соответствующего на­ чалу формирования очередной положительной полуволны, цикл опре­ деления указанной разности и ее считывания аналогичным образом пов­ торяется. Таким образом, в течение периода ^раб = т\ +тг осуществляется выделение разности Г, - Т2, а в течение времени Тсц = Т\ + + Т2 следующего периода —считывание цифровых длительностей полу­ волн и подготовка устройства к очередному циклу работы. В резуль­ тате между считанным цифровым кодом, соответствующим значению A t *, и производной измеряемого ИПТ тока имеется вполне однозначная зависимость, определяемая выражением [41]

где At* — разность длительностей положительной и отрицательной по­ луволн пилообразной кривой сигнала £/и.

Знак производной измеряемого тока с помощью ИПТ можно опреде­ лить несколькими путями. Во-первых, усиливая и интегрируя напряже­

на рис. 6.12 и 6.14. Видно, что при положительной производной измеря­ емого тока (нарастающий характер прямой тока на рис. 6.12) ампли­ туда отрицательной полуволны напряжения С/и больше амплитуды по­ ложительной полуволны этого напряжения. При отрицательной произ­ водной измеряемого тока (спадающий характер прямой тока на рис. 6.14) амплитуда отрицательной полуволны напряжения 1/и меньше амплитуды положительной полуволны этого напряжения. При нулевом значении производной измеряемого тока (/х = const), как видно на рис. 6.13. имеет место равенство амплитуд положительной и отрица­ тельной полуволн напряжения £/и.

214

Знак производной тока может быть определен и по знаку разности At* интервалов разнополярных полуволн периода кривой £/и, для

симостями на рис. 6.12 и 6.14, из которых следует, что при положитель­ ном знаке производной Т2 > Тх, а при отрицательном 7\ > Т2. В ИПТ

временно с получением информации о производной измеряемого тока

VD3 на положительную и отрицательную составляющие. При этом поло­ жительные полуволны пилообразного напряжения UHпоступают на пи­ ковый детектор Е1, а отрицательные полуволны этого напряжения - на пиковый детектор Е2. На выходе сумматора А2 появляется разность А1/и разнополярных напряжений (положительной и отрицательной по­ луволн ’’пилы” £/и), пропорциональная dlx/dt, причем знак этой разно­ сти соответствует знаку производной измеримого тока:

Очевидно, что информация о производной измеряемого тока в данном случае представлена в аналоговой форме. Из рис. 6.13 видно, что при измерении постоянного тока (/х = const) на начальном (нестационар­ ном) участке измерения имеет место апериодическая составляющая ком­ пенсирующего тока / к . Этот участок не используется в процессе изме­ рения, так как он не несет полезной информации. Учитывая, что аперио­

уровня тока / ), можно рассматривать ее как источник некоторой фа­ зовой погрешности многофункционального ИПТ, значение которой крайне незначительно вследствие использования в процессе измерения большого числа периодов пилообразного тока. В принципе, при необхо­ димости возможно устранение указанной методической погрешности, например введением синхронизации отсчета напряжения ии после пер­ вой смены его полярности.

В качестве коммутатора SA (см. рис. 6.11) могут быть использованы различные схемы [122, 124]. Например, коммутатор может быть реали-

215

к выходу нульоргана

Рис. 6.16. Принципиальная схема коммутатора с двумя тиристорами

VS1 и VS2, импульсный трансформатор TV с одной первичной wl и двумя встречно включенными вторичными обмотками w2 и wj. Зажи­ мы 7 и 2 подключены к соответствующим токоведущим шинам с изме­ ряемым током. Последовательно соединенные компенсирующая обмот­ ка wK и измерительный шунт Ш подключены к зажимам а и б ком­ мутатора. Обмотка wl коммутатора подключена к выходу нуль-орга­ на ИПТ. Условимся, что в данном случае коммутатор используется для ИПТ в сети постоянного тока.

Коммутатор работает следующим образом. Запирающее напряже­ ние на управляющем электроде тиристора VS1, создаваемое обмоткой w3, и отпирающее напряжение на управляющем электроде тиристора

wK изменит свое направление: он будет проходить от шины ”+” через

зом, например в соответствии с [122]. Однако в этом случае в качестве коммутируемого напряжения используется не напряжение сети, в кото­ рой измеряется ток, а напряжение двух автономных источников-акку­ муляторов, номинальное напряжение одного из которых в 3 раза больше

216

Рис. 6.17. Принципиальная схема коммутатора с одним тиристором

Коммутатор функционирует следующим образом. С выхода нуль-ор­

приложено напряжение, равное разности напряжений источников GB2 и GB1 (напряжение аккумулятора GB2 в 3 раза больше, чем напряжение аккумулятора GB1) . При отпирании тиристора VS напряжением на вы­ ходе нуль-органа положительной полярности аккумулятор GB2 оказы­ вается нагруженным на резистор R, а к обмотке wK подключается ак­ кумулятор GB1. Поскольку напряжение GB2 втрое больше напряжения GB1, то в зависимости от состояния тиристора VS к обмотке будут прикладываться напряжения, равные по значению, но разной полярности. При выполнении условия равенства максимальных значений тока разных

равные, но разнополярные токи / к .

Описанный принцип построения многофункционального ИПТ обеспе­ чивает синхронное измерение и контроль тока в аналоговой форме и первой производной этого тока в аналоговой, цифровой и частотной формах и может найти применение в устройствах РЗ, в частности в за­ щитах с гибкой архитектурой, перестройка которой в процессе контро­ ля в соответствии с заданным ансамблем структур защиты может потре­ бовать оперативной смены формы представления информации ИПТ. Это может быть легко обеспечено простой перекоммутацией соответству­ ющих выходов описанного выше ИПТ.

Отметим, что функциональные возможности описанного многофунк­ ционального ИПТ при необходимости могут быть расширены, например, дополнительная измерительная обмотка на МПВ, подключенная вместо

217

ЭХ ко входу нуль-органа (см. рис. 6.11), имеющего большое входное сопротивление, обеспечивает в случае, если МПВ изготовлен из МДЭ, работу ИПТ в режиме ТР. При этом основным измеряемым параметром будет не ток / к , как в случае использования ЭХ, а первая производная тока dlx/dt. Следовательно, на выходе ИПТ Аналог I будет сигнал, пропорциональный первой производной тока в аналоговой форме, на выходе Аналог 2 —сигнал, пропорциональный второй производной тока в аналоговой форме, на выходе Код —сигнал, соответствующий вто­ рой производной тока в форме временного интервала, на выходе Час­ тота — сигнал, соответствующий второй производной тока в форме частоты, на выходе sign - сигнал, полярность которого соответствует знаку второй производной тока.

Таким образом, подключение к остальной части схемы ИПТ путем оперативной перекоммутации выхода ЭХ или дополнительной измери­ тельной обмотки позволяет использовать в качестве информативных параметров для гибкой РЗ тока с его первой производной или (и) пер­ вой производной контролируемого тока с его второй производной, рас­ ширяя тем самым ансамбль реализуемых в РЗ алгоритмов распознава­ ния и прогнозирования аварийных режимов. Отметим, что перевод из­ меренных значений At*, f в масштаб производной тока в соответ­ ствии с (6.2) - (6.4) может быть осуществлен использованием МП или перепрограммируемого запоминающего устройства (ППЗУ) табличным методом [75]. Для обработки сигналов в реальном масштабе времени, что характерно для ИПТ в цепях РЗ, более предпочтителен с точки зре­ ния простоты реализации второй метод. Время вычислений для простей­ ших вариантов табличных умножителей совпадает с временем выборки из ППЗУ и составляет всего 100-500 нс [125], что не приводит к замет­ ному увеличению времени преобразования ИПТ. Как отмечалось выше, путем формирования МПВ компенсационного ИПТ соответствующих параметров и конфигурации возможно существенное снижение мощ­ ности усилителя в цепи обратной связи или коммутатора полярности.

6.6. МИКРОПРОЦЕССОРНЫЙ КОНТРОЛЛЕР ПРЕДВАРИТЕЛЬНОЙ ОБРАБОТКИ ИНФОРМАЦИИ НА БАЗЕ ОДНОКРИСТАЛЬНОЙ МИКРОЭВМ КМ1813ВЕ1

К устройствам предварительной обработки информации в РЗ можно отнести фильтры симметричных составляющих. Применяемые до настоя­ щего времени аналоговые фильтры симметричных составляющих не позволяют обеспечить все возрастающие требования к точности, надеж­ ности, чувствительности, быстродействию и помехоустойчивости соот­ ветствующих преобразователей. Внедрение методов дискретной обработ­ ки на базе цифровых процессоров обеспечивает возможность построения фильтров симметричных составляющих с улучшенными по сравнению с аналоговыми устройствами характеристиками.

218

Рассмотрим пример решения задачи фильтрации симметричных сос­ тавляющих с применением методов дискретной обработки сигналов. Исходными соотношениями, которые положены в основу работы фильт­ ров симметричных составляющих, являются [126]

SA2 ‘ \<SA * • % * *£fc>-

где UA >UB >—С ~~ вектоРы действующих значений фазных напряжений (или пропорциональных им токов) трехфазной системы; На 1>Уа 2 ~ векторы действующих значений напряжений прямой и обратной после-

довательностей; а - е4 "—оператор поворота на 120 .

Цифровое измерение симметричных составляющих, основанное на дискретной обработке мгновенных значений, удобно реализовать путем преобразования трехфазной системы напряжений в двухфазную [126]:

SA X ‘ 7 < Г + Ш ; S A X * j V - W .

■JT

квадратурные составляющие действующих значений V(t) и W(t). Квад­ ратурные составляющие Vy, Vх> Wх и WY определяются корреля­ ционным методом [126], причем в качестве опорных используются квазигармонические сигналы sincof и coscof:

219

Вычисление sin(cor^) и cos (oitq) основано на выражениях

известной и изменяется в очень малом диапазоне, значения cos (сotq) и sin (сotq) могут быть вычислены заранее и записаны в память устрой­ ства, как предлагается в [127]. Однако в ряде случаев, например в усло­ виях частотного пуска мощных синхронных генераторов, при частотном управлении электродвигателями приводов системы энер! оснабжения для автономных объектов, при фильтрации симметричных составля­ ющих необходимо учитывать изменение частоты в широком диапазоне. Структурная схема алгоритма фильтра обратной последовательности, реализованного на базе ОМЭВМ КМ1813ВЕ1, представлена на рис. 6.19.

Блок 1 (АЦП) осуществляет аналого-цифровое преобразование за­ помненного ранее устройством выборки-хранения (УВХ) ОМЭВМ вход­ ного сигнала с одновременным умножением результата выборки на sin (сotq) и cos(ojtq). Совмещение этих операций, позволяющее сокра­ тить количество команд, осуществимо благодаря программно-аппарат­ ному построению АЦП ОМЭВМ, требующему наличия пропуска между командами формирования соседних разрядов АЦП. Блок 2 проверяет условия обработки фазы А. Если это условие выполняется, осуществ­ ляется переход к блоку 3, который производит запоминание результа­ тов выборки в ячейке FA и частичных произведений Ua(t) sin(cor^) и Ua(t) cos (о)tq). Блок 4 проверяет условие обработки фазы В. Если это условие выполняется, происходит переход к блоку 5, который про­

проверяет условия обработки фазы С. При выполнении этого условия происходит переход к блоку 7, который командует записью частичных

Блок 9 осуществляет проверку условия для выгрузки результата ум-

Рие. 6.18. Структурная схема получения функций sin(co^) и u .s(co^)