книги из ГПНТБ / Дьяченко Б.М. Генераторы частотно-модулированных колебаний на полупроводниковых приборах с отрицательным сопротивлением [монография]
.pdfпых искажений подета ним н (3.41) выражение (3.14) и ре шим его относительно Дсо:
Рассчитанная по этому выражению зависимость девиации частоты от напряжения смещения при неизменном модулиру ющем напряжении Uu изображена на рис12, а, где кривая 1—расчетная, а 2—экспериментальная. Анализируя зависи мости t(U0) и Д ш( U„), можно сделать вывод о том, что с увеличением напряжения смещения в пределах падающего участка вольтамперной характеристики у и Дсо уменьшаются.
Таким образом, девиация частоты находится в тесной свя зи с коэффициентом нелинейных искажений, поэтому в каж дом отдельном случае необходимо принимать компромиссное решение.
3.7Па раз итная амплит у д на я мод у ляция
Немаловажным фактором при частотной модуляции яв ляется величина амплитудной модуляции. Причина—изме-
60
пенпе активной составляющей |
проводимости |
ТД |
в процессе |
|
модуляции. Влияние активной |
составляющей |
проводимости |
||
ТД на амплитуду колебаний |
можно определить, если изме* |
|||
рять амплитуды напряжения на контуре |
U ь.от изменения Uo* |
|||
Эта зависимость показывает, |
на каком |
участке |
падающей |
|
вольтамперной характеристики |
частотная модуляция будет |
|||
сопровождаться наибольшей паразитной амплитудной моду
ляцией. |
*• |
Наибольшая паразитная |
амплитудная модуляция наблю |
дается при меньших коэффициентах включения (см. рис. 10, б ).
Так, при р =0.2 |
U* |
изменяется в пределах падающего участка |
|||
вольтамперной |
характеристики в четыре |
раза—от 250 мв до |
|||
1 в (кривая 8), в то время |
как при р = 1 —всего лишь в 2 ра |
||||
за, от 65 до 132 мв |
(кривая 2). |
|
|
||
Необходимо |
отметить, |
что получение |
довольно большой |
||
девиации частоты достигается при очень малых |
амплитудах |
||||
модулирующего напряжения, поэтому паразитная |
амплитуд |
||||
ная модуляция незначительна. Причем наименьшая ее величи на будет при р = 1.
Так, при изменении U0 на 20 мв UKменяется на 17 мв в са мом неблагоприятном, с этой точки зрения, участке вольтам. псриой характеристики (Uo = 60—80 мвК При Uo=100--I80 мв
UKизменяется на 5 мв, т. е. на I мв изменения Uo U |
K меня |
|
ется на 0,25 мв. При |
р = 0,2 иа участке Lj='G0—80 мо |
UKиз |
меняется на 150 мв, |
а при Ue=160— 180 мв UK изменяется па |
|
GO мв, т. е. на 1 мв изменения Uo, UKизменяется на 3 мв, при чем для обеспечения Af =56 Кгц необходимо подавать Us = 10 мв, что приводит к значительной паразитной амплитудной модуляции (5,56,/») при малой девиации частоты.
Из вышеизложенного следует, что коэффициент включения туннельного диода относительно контура надо брать равным
единице. |
|
3.8. |
Расчет г е н е р а т о р а |
ч а с т о т н о - м о д у л и р о в а н н ы х коле баний |
|
на |
туннельных д и о д а х |
Прежде чем приступить непосредственно к расчету, необ ходимо выбрать схему генератора, тип ТД и метод аппрок симации.
Наиболее подходящим ТД будет тот, у которого отноше-
61
ime емкости p—ft перехода Cn (пф) к отрицательному сопро
тивлению R „ ( om) будет больше 1/5. Коэффициент включения
ТД в контур необходимо выбирать меньше единицы. Вопросу аппроксимации вольтамперных характеристик ТД
посаящено большое количество работ. Однако было бы неправильно искать некоторую универсальную аппроксимирующую функцию, которая считалась бы наилучшей при решении лю бых задач. Выбор метода аппроксимации должен быть тесно увязан с конкретно решаемой задачей. В нашем случае для определения гармонических составляющих тока достаточную для инженерных расчетов точность дает аппроксимация вольтампериой характеристики ТД полиномом шестой степени [16].
Целью расчета является определение оптимальных значе ний девиации частоты и коэффициента нелинейных искаже
ний.
Порядок расчета следующий:
1. Определяем коэффициенты полинома:
Ski gK. Skj Sk к = 1, 2, 3
(см. приложение).
II. Находим следующие амплитуды гармоник тока и их производные:
aiK |
дП^_ |
_дз]к |
к = 1,2, 3 . . . |
|
1к’ <Ш0 ’ |
dug ’ |
ди03 |
||
|
(см, приложение).
Затем в зависимости от выбора применяемой колебатель ной системы производится ее расчет.
В нашем случае колебательной системой является несим метричная полосковая линия с воздушным диэлектриком.
Исходные данные для расчета: f—частота; Q„ —нагружен ная добротность; W —волновое сопротивление—выбираем из соображений отсутствия Паразитных колебаний.
1.Определяем длину полосковой линии по известным фор мулам.
2.Находим Ширину Полосковой линии. Расчет производим
При заданном расстоянии между полосками dn [17]:
b„ |
d„ (300 - W) |
мм. |
|
W |
|
62
3. Рассчитываем емкость С ~ Сп + Свпх, где Сп —ем кость отрезка линии, если ТД включен на некотором расстоя нии от открытого конца линии [17]:
С9ВХопределяем по формуле (3.3).
i.Погонное сопротивление полосковой линии приb„>dn[18]
5.Определяем емкость эквивалентного контура по форму ле (3.7).
G. Резонансное сопротивление |
липни Кэ с учетом потерь |
только в ее проводниках находим из выражения [19]: |
|
2Wa sin3 |
Я:1-/*. |
|
I |
7. Добротность линии с учетом емкости ТД
гл _ RgCa
~5,3л *
8.Резонансное сопротивление нагруженной линии [20].
D _ D Qll «SH — К» -Qj
III. Определяем длину волны по формуле (3.12) с учетом влияния нелинейности йольтамперной характеристики туннель ного диода.
IV. По формуле (ЗЛЗ) находим крутизну модуляционной Характеристики.
V. Коэффициент нелинейных искажении рассчитываем по формуле (3.41).
VI. Определение девиации частоты производим по форму ле (3.42).
ГЛАВА IV
КОМБИНИРОВАННЫЕ СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
Требованиям, предъявляемым к генераторам па полупро водниковых приборах, в большей степени удовлетворяют ком бинированные схемы генераторов, проектируемые на ГД и транзисторах.
Применение ГД в схемах генераторов расширяет диапазон частот (от звуковых до десятков гигагерц) и температур, сни жает уровень внутренних шумов, уменьшает вес и габариты, удлиняет срок службы, делает их практически не чувствитель ными к ядерной радиации. Однако ввиду двухполюсной при роды ТД возникают трудности при построении многокаскад ных схем. Другими недостатками могут оказаться, в зависи мости от предъявляемых требований, низкий уровень .выход ного напряжения и мощности и сравнительно невысокая на грузочная способность. Применение же комбинации ТД с транзистором дает возможность наиболее полно использовать частотные свойства транзистора, увеличить выходное напря жение и мощность, устранить влияние нагрузки на стабиль ность частоты генератора на ТД.
В данной главе рассматриваются две схемы туннельно транзисторных генераторов-усилителей (ТТГ). В первой (рис. 13, а) генератор на ТД включен в базовую цепь транзистора, во второй (рис. 13, б)—в эмиттерную. Основное влияние на входной контур (см. рис. 13, а) оказывает эмиттерная емкость транзистора. Влияние этой емкости ослабляется за счет изме нения одновременно с ней сопротивления эмиттерного перехо да, что становится эффективным в схеме с ТД.
Когда ТД |
(см. рис. 13, б) включается во входной контур и |
в эмиттерную |
цепь транзистора, значительно уменьшается |
влияние дестабилизирующих факторов на частоту автогенера-
64
н ч
5—Зак. 6134 |
65 |
тора, т. е. в этой схеме происходит автоматическое управление режимом .транзистора.
В обеих схемах просто решена проблема питания ТД и ос лаблено влияние нагрузки на задающий контурВсе это оп ределяет преимущества данных схем но сравнению с чисто транзисторными автогенераторами, использующими обратные связи.
4.1 А н а л и з э к в и в а л е н т н ы х с х е м |
|||
Для схемы включения |
транзистора |
с общим |
эмиттером |
(см. рис. 13, а) удобной |
для анализа |
является |
П-образпая |
схема. Полная эквивалентная схема будет иметь |
вид, как па |
||
рис. 13, в, где введены |
следующие обозначения: |
L)—индук |
|
тивность внутреннего контура.С',--- С„ гС |—1емкость внутреннего
контура с учетом емкости р—п перехода ТД; 0„ ус редненная по 1-й гармонике отрицательная проводимость ТД;
Гб —объемное сопротивление |
базы: |
g63, у(-,к, |
—прово |
||
димости |
соответствующих |
переходов; Сг„, Сбк —емкость со |
|||
ответствующих переходов; |
С>, |
L. —емкость и индуктивность |
|||
внешнего контура. |
|
|
|
|
|
Эта схема очень сложна. Для упрощения ее анализа сде |
|||||
лаем |
допущение: рабочая |
частота |
Г<10,02 |
U ■ Внут |
|
ренней обратной связью можно пренебречь и учесть влияние на внутренний (задающий) контур только входной цепи тран
зистора. Тогда эквивалентная |
схема |
примет вид, |
как на рис. |
13, г. |
|
|
|
Для схемы ТТГ (см. рис. |
13, б) |
удобно применить Т-об |
|
разную схему с общей базой. |
|
|
|
Т-образная эквивалентная |
схема |
(рис. 13, д) |
построена |
иа основе физических процессов в транзисторе, режимные и
температурные |
зависимости |
параметров |
в ней выражаются |
||
проще, чем в П-образной. |
В |
этой схеме |
—полное сопро |
||
тивление эмкттерного |
перехода; рэк —коэффициент обратной |
||||
связи по напряжению; |
—полное сопротивление коллектор |
||||
ного перехода; |
Re— сопротивление, включенное в цепь базы. |
||||
Если пренебречь эффектом |
изменения ширины коллекторно |
||||
го перехода при |
изменении |
напряжения на нем (е = -хэк U K= |
|||
= 0), получим Т-образную схему (рис. 13, |
е ), где введены сле |
||||
дующие обозначения; |
Сэ, |
Ск—емкости |
эмиттерного и кол |
||
66
лекторного |
переходов, гэ, i‘K— сопротивления эмиттерно- |
|
го и коллекторного переходов. |
|
|
Проведем |
анализ входной цепи |
нагруженного транзисто |
ра, учитывая, что при токах эмиттера |
1э= 2 —5 ма, гэ < —U , |
|
активная проводимость на рабочей частоте много меньше ем
костной g„<wCK) индуктивностью выводов |
ТД |
Ls и сопро |
||
тивлением потерь |
R s |
пренебрегаем, так |
как |
на {<0,02 |
Rs + j2^f Ls < |
R3Gn |
(R3 —эквивалентное сопротивление |
||
контура). Для схемы с общей базой удобно |
пользоваться h- |
|||
параметрами. Представим сопротивление входной цепи в ви де последовательно соединенных сопротивлений Zj и Z2 (рис.
13, |
ж): |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Z„x — Z, -f- Z2, |
|
|
|
||||
где |
Z , = h M— зависит |
только |
от |
параметров триода; |
|
||||
|
Z2— от параметров |
триода |
и сопротивления |
на |
|||||
|
грузки. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ZBX= h 11-bZ2 |
|
или |
|
[211 |
|
|
||
|
ZDX= h„ |
|
hi3li31 Z1, |
|
|
|
|||
|
|
1 + |
h23 Z„ |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|||
где |
ZH—сопротивление |
нагрузки |
(контур L2C2). |
В другом |
|||||
виде |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
7 |
— |
|
1 |
|
|
|
|
|
|
^вх — |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
А |
- + -К - |
|
|
|
|||
|
|
ъ' |
|
‘ |
7 ' |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
^22 |
|
|
|
|
где |
z „ = ZH(— h,2 h2l); |
Z22 = |
Z22 (— hl2h,,): Z22 |
|
|
||||
Таким образом, Z-,~ |
—--------— ,1-1 структурная схема при- |
||||||||
|
|
l' ' |
|
7' |
|
|
|
|
|
|
|
“11 |
|
|
/-'22 |
|
|
|
|
мет вид, как на рис. 13, з, где X,', = |
hu6 Z„; |
Z» = |
h°°; |
hofi= |
|||||
—й]2 h21.
Используя соотношения из [211 и учитывая сделанные ра псе допущения, получим:
5* |
67 |
(4-0)
|
Zn — шСк Гб JLwct. |
|
|
|
||
Так |
как на резонансной |
частоте Z„= R,, |
a a ^ l |
|||
то |
|
|
|
|
|
|
|
ZM= wCKГд R,; |
Z22 = Гд . |
|
|
|
|
Тогда полная структурная схема генератора будет состо |
||||||
ять из |
параллельно |
соединенных |
элементов |
Cn.GnL,,под |
||
ключенных на входе |
схемы (рис. |
13, з) ; |
Z”, |
в этой схеме |
||
можно представить какЬ2 = |
Ск |
|
|
|
||
Для анализа стационарного режима почти гармонических колебаний удобно применить квазилинейный метод. При этом рабочий участок вольтамперной характеристики диода линеа ризуется для колебаний основной частоты и заменяется ди
намическим отрицательным |
сопротивлением, |
т. |
е. усреднен |
||
ной за период колебаний |
величиной |
отрицательного сопро |
|||
тивления р—п перехода, |
являющейся |
функцией амплитуды |
|||
колебаний. Тогда |
дифференциальное |
уравнение |
становится |
||
линейным и поддается анализу алгебраическими |
методами. |
||||
Для определения |
величины среднего |
при известной ана |
|||
литической аппроксимации |
вольтамперной |
характеристики |
|||
ТД i (и) напряжение на р—п переходе |
можно представить в |
||||
виде U = U0+ Uicoswt. |
|
|
|
|
|
Ток через р—п переход будет равен (221
СО
68
где |
I,, - -г—J |
f(U04- U, cos tut) cos mot cM. |
|
0 |
|
Отношение амплитуды напряжения Ui к амплитуде тока основной гармоники определяет среднее значение сопротив ления нелинейного элемента:
— J f (Uo -f- Ut cos a>t) cos tut d (at)
0
В случае аппроксимации вольтамперной характеристики по переменной составляющей симметричным полиномом 3-й степени динамическое отрицательное сопротивление выража ется как [22]'
RB
|
+ |
|
«з и? |
|
где |
|
L |
J L |
■ |
|
|
2 |
ди |
’ |
|
«я = 2 - |
|
Д1 |
|
|
(ДU)а |
|
||
ai и аз—коэффициенты аппроксимации; |
||||
AI “ ■» — |
AU = U„ — U„; |
I,„ Un, I„, U„ —токи и напря |
||
жения в точках максимума и минимума характеристики-
Если параметр jj- = (— s, — G)^-j=-j2 < 1,в схеме установят
ся квазпгармопические колебания [22].
В рассмотренных выше эквивалентных схемах ТД заме няется отрицательной динамической проводимостью, а не от рицательным сопротивлением вследствие того, что, исходя из общей теории устойчивости активных линеаризованных цепей [231, приборы, имеющие зависимость тока от напряжения в виде N-образной кривой устойчивы при коротком замыка нии. К таким приборам как раз. относятся ТД, их следует поэ тому характеризовать входной проводимостью. Это относится
-69